AP2961A
概述
AP2961A
是一款½输入范围,高效率
CC/CV
功½
的降压芯片,既可以
CV(恒压)输出也可以 CC
(恒流)输出。AP2961A 最高可在
125kHz
的开关
频率下提供
3A
输出电流。
AP2961A
不需要½用高成本的精密电流采样电阻,
非常适用于有精确恒流需求的电池和适配器应用场
合。通过消除产生功耗的电流采样电阻,AP2961A
相比传统恒流开关稳压器拥有更高的½换效率。
AP2961A
提供了
OVP
引脚可实现过压保护功½。
AP2961A
内部集成自适应栅极驱动,拥有极½的
EMI
表现,在没有附加外围
EMI
器件的情½下仍
可以通过
EN55022 Class B EMC
标准,这也进一步
保证了高½换效率。
保护特性包括逐周期限流,热关断以及短路频率折
回等功½。芯片提供
SOP8-EP
封装,工½时仅需
要非常少的外围器件。
Chipown
42V 3A CC/CV
降压½换器
125kHz
开关频率
高达91%的½换效率
稳定工½于½ESR瓷片电容应用以实现小型化设
计
集成过压保护
出色的EMI 性½
无外½电流检测电阻的恒流控制可提高效率,
降½成本
通过电阻可调限流从1.5A到3.5A
高达0.5V极½的线电压补偿
±7.5% CC
恒流精度
2%
反馈电压精度
其他特性
集成½启动
热关断
逐周期限流
SOP8-EP
封装
应用
½½充电器/适配器
可充电便携式设备
通用CC
/ CV供电
封装
SOP8-EP
BS
VIN
1
2
3
4
EP
8
7
6
5
ISET
OVP
COMP
FB
特性
承受42V 输入电压瞬间浪涌
36V
稳态工½
高达3A输出电流
输出电压可高达12V
SW
GND
典型应用电路
R4 22Ω
VIN
10-36V
1
2
VIN
BS
SW
AP2961A
8
EC1
100uF
C1
4.7uF
R3
10K
GND
4,9
C6
220p
COMP OVP
6
C7
4.7nF
R5
4.7K
R2
12K
ISET
FB
R7
51K
5
C5
22nF
3
L1 47uH
VOUT
5V/2.4A
η
vs Io
100
90
80
R8
75K
D1
SK54
R6
270K
C8
1nF
7
C2
10uF
EC2
470uF
η(%)
70
60
50
40
0
500
1000
1500
2000
2500
VIN=12V
VIN=24V
Io(mA)
图
1
典型应用电路
图
2
典型效率曲线
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AP2961A
订货信息
订购代码
AP2961ASPER
1.YYWW=日期代码
P=封装厂
Chipown
标记
AP2961A
YYWWP
1
封装
SOP8-EP
引脚描述
引脚序号
引脚名称
引脚功½
1
2
3
4
5
6
7
8
9
BS
VIN
SW
GND
FB
COMP
OVP
ISET
Exposed Pad
上管栅极偏½引脚。提供MOSFET开关栅极驱动。
从
SW
到
BS
端连接一个
22nF
电容。
电源输入。接一个至少
10μF
的瓷片电容到
GND,½可½的靠近
IC。
功率开关输出接到外部电感。
GND
引脚。连接此引脚到大面积的
PCB
铜箔以获得最½散热面
积。FB,COMP 以及
ISET
均参考此
GND
为信号返回点,单点
连接到功率地可获得最½抗干扰性½。
反馈输入。反馈调节电压为
0.808V。在输出和 GND
之间连接电
阻分压器来设½输出电压。
误差放大器输出。此引脚用做½换器补偿。
OVP
输入。如果此引脚电压超过
0.8V,IC
上管关断。
输出电流设½引脚。从
ISET
到
GND
连接一个电阻来设½输出
电流。
散热片。连接此裸露焊盘到大面积的铜箔和通孔。
功½框图
VIN
AVIN
PVIN
BS
BANDGAP
REGULATOR
VREF=0.808V
Output Over Voltage
Protection
OSCILLATOR
0.12Ω
OVP
Σ
PWM
CONTROLLER
SW
VREF=0.808V
FB
+
-
CC
CONTROL
10Ω
COMP
ISET
图3 功½框图
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AP2961A
绝对最大额定值
(
注
1)
Chipown
工½结温…………………………….-40~160°C
存储温度……………………..……-55°C
~ 150°C
工½温度……………………………-40°C
~ 85°C
引脚温度(焊接,
10s) …………………….…300℃
输入电压………………………….
-0.3V ~ 42V
SW
电压……………………….
-1V ~ V
IN
+ 1V
Boost
电压……………V
SW
- 0.3V ~ V
SW
+ 7V
其他引脚电压………………………..
-0.3V ~ 6V
环境热阻…………………………………46°C/W
注1:超过这些额定值可½损坏器件。
电气特性(
VIN = 20V, TA = +25℃,
除非另有说明。)
参数
输入电压
输入电压浪涌
UVLO
开启电压
UVLO
迟滞
待机输入电流
反馈电压
内部½启动时间
误差放大器跨导
误差放大器直流增益
开关频率
短路开关频率
最大占空比
最小导通时间
COMP
极限电流跨导
二级循环周期电流限制
斜坡补偿
ISET
电压
室温下
ISET
到
IOUT
直流增益
恒流控制精度
OVP
引脚电压
OVP
引脚电压
上管导通电阻
SW
关断漏电流
热关断温度
热关断温度迟滞
I
OUT
/ I
SET
, R
ISET
= 11.5kΩ
R
ISET
= 22kΩ,
V
IN
=14V, V
OUT
= 3.5V
开环测试
OVP
电压上升
OVP
电压下降
V
IN
= V
SW
= 0V
温度上升
温度下降
条件
最小值
10
典型值
最大值
36
42
单½
V
V
V
V
mA
mV
ms
μA/V
V/V
kHz
kHz
%
ns
A/V
A
A
V
A/A
mA
V
V
Ω
μA
°C
°C
输入电压上升
输入电压下降
V
FB
= 1V
792
V
FB
= V
COMP
= 0.8V,
ΔI
COMP
= ± 10μA
V
FB
= 0.808V
V
FB
= 0V
6.7
0.1
2.5
808
3
500
4000
125
50
98
200
4
4.5
1.2
1
27500
1250
0.8
0.57
0.12
1
160
40
824
V
COMP
= 1.2V
Vout=3.5V
Duty = D
MAX
10
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AP2961A
功½描述
CV/CC
环路调整
CC
电流设½
Chipown
AP2961A恒流值通过ISET到GND的电阻来设½。
CC输出电流与ISET引脚电流成近似的线性比例。
ISET电压为1V,ISET到输出的电流增益为27500
(27.5mA/1μA)。要为所需电流确定一个合适的
电阻,请参照下图5。
如功½框图所示,AP2961A是一个带CC/CV控制的
峰值电流模PWM½换器,它的运行原理如下:
一个开关周期开始时,振荡器时钟输出上升沿½上
功率管导通且下功率管关闭。从SW端来看电感被
连接到VIN,电感电流斜线上升,½量储存于电磁
Output Current vs R
ISET
场中,电感电流值通过电流取样放大器侦测并和三
4.0
角波信号叠加。如果叠加结果大于COMP电压,
3.5
VIN=24V,Vout=4V
PWM比较器输出变高。与此发生的同一时间(另
3.0
2.5
一种情况是振荡器时钟输出变½时)上管关闭。
2.0
这时SW端电感电½变为比GND½一个二极管压降
1.5
的负电压,这½得电感电流下降,磁场½换为输出
1.0
电½。这个状态一直维持到下一个周期开始。BS
0.5
0.0
脚泵升电压驱动上功率管,在下管导通时它的电压
8
10
12
14
16
18
20
22
24
为V
SW
+ 5V。COMP电压采样FB输入与内部0.808V
R
ISET
(kΩ)
基准间的误差,如果FB比基准½,COMP趋于变高
来增加输出电流,直到ISET电阻设½的CC限流。
图5:ISET电阻对应输出CC电流曲线
而在这时IC将从电压模式输出½换到电流模式输出,
CC/CV Curve
即输出电压将随着负½½的不断增加而慢慢下降。
6
振荡器通常以125kHz开关,½½FB电压小于0.3V,
5
开关频率会下降到50kHz。
Output Voltage (V)
Output Current(A)
过压保护
AP2961A配½了一个OVP引脚。如果此引脚电压超
过0.8V,IC上管关断。
4
3
2
1
0
0
0.5
1
1.5
2
2.5
3
Vin=12V
Vin=24V
热关断
½芯片结温超过160°C ,AP2961A将禁止开关,直
到温度下降40°C 恢复工½。
Output Current (A)
应用信息
输出电压设½
Vout
图6:CC/CV 曲线(R3=11.5k,
R8=52.3k, R2=10k)
电感选择
C
R
FB1
FB
R
FB2
电感维持一个持续的电流到负½½端,电感上的纹波
电流是取决于电感值的:
大感值减小电流峰-峰值。½是考虑到电感值会增
加磁芯面积、导线串联电阻以及也会减小一定的电
流带½½½力,一般来说,电感值基于纹波电流的需
求容限来选择,即按下式:
图4:输出电压设½
L
=
图4显示了输出电压的设½连接方式。可根据输出
电压来选择两个适½比例的反馈电阻R
FB1
和R
FB2
。
在R
FB1
上并联一个电容有助于系统的稳定。通常,
R
FB2
≈10kΩ,通过以下方程确定R
FB1
:
V
OUT
×
(
V
IN
−
V
OUT
)
V
IN
f
SW
I
LOADMAX
K
RIPPLE
⎛
V
⎞
R
FB
1
=
R
FB
2
⎜
OUT
−
1
⎟
⎝
0.808
V
⎠
式中,VIN是输入电压,VOUT为输出电压,f
SW
为
开关频率,
I
LOADMAX
为最大负½½电流,K
RIPPLE
为纹
波系数。通常选择K
RIPPLE
= 30%½得纹波电流峰-峰
值为最大负½½的
30%左右。
电感值确定后,电感电流峰-峰值可按下式计算:
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AP2961A
I
LPK
−
PK
=
V
OUT
×
(
V
IN
-
V
OUT
)
L
×
V
IN
×
f
SW
峰值电感电流按下式计算:
Chipown
1
I
LPK
−
PK
2
数,R
ESR
为输出电容的ESR值,
f
SW
是开关频率,L
是电感值,
COUT为输出电容值。在½用瓷片电容
输出时,
R
ESR
非常小几乎不产生纹波,因此,瓷
片电容的容值可相对½一些。在½用½电容或电解
电容时,
RESR与纹波电流的乘积½响纹波电压,
这时就要选择足够½ESR值的电容。对瓷片输出电
容来说一般选择22μF,对½电容或电解电容来说选
择小于50mΩ
ESR的电容。
I
LPK
=
I
LOADMAX
+
选择的电感不½在电流达到I
LPK
时饱和,最大输出
电流可按下式计算:
I
OUTMAX
=
I
LIM
−
1
I
LPK
−
PK
2
整流二极管
选择肖特基二极管½为上管关闭时的续流管。选择
的肖特基二极管的额定电流需大于最大输出电流,
反向耐压要大于输入电压。
.
L
LIM
为内部限流典型值,如电气特性所示为4.5A。
外部高压偏½二极管
½系统有一路5V固定输入或电源适配器产生一个
5V输出时,建议增加一个高压偏½二极管。这样
可以提高芯片的效率。可以选择一些½成本的二极
管例如IN4148 或BAT54。
5V
稳定性和补偿
COMP
C
COMP
BS
R
COMP
22nF
SW
C
COMP2
图8:外部补偿
图7:外部高压偏½二极管
也推荐在高占空比应用和高电压输出应用½用这个
二极管。
C
COMP2
只½½用高
ESR输出电容
。IC的反馈环路
由COMP脚上的元件来稳定,如图8所示。
系统的DC环路增益由下式计算:
A
VDC
=
输入电容
为了保证芯片足够½的输入纹波电压,须仔细选择
输入电容。强烈推荐½用½ESR电容。因为在这个
电容上流过的电流变化很大,它的ESR同样会½响
到½换效率。
输入电容须大于10μF。瓷片电容是首选,如果是½
电容和电解电容需考虑电容选型中额定RMS纹波电
流比芯片工½在VOUT/VIN=50%时的RMS纹波电
流要大(即大于输出电流的50%)。输入电容要½可
½的紧靠IC的IN脚和
GND脚,走线也要½可½的
短。在½用½电容和电解电容时,如果紧挨IC并联
了一个10μF 瓷片电容,½电容或电解电容可放½
的远一些。
0.808
V
A
VEA
G
COMP
I
OUT
主极点P1由C
COMP
而来:
f
P
1
=
G
EA
2
π
A
VEA
C
COMP
I
OUT
2
π
V
OUT
C
OUT
1
2
π
R
COMP
C
COMP
1
2
π
R
COMP
C
COMP
2
次极点P2是输出极点:
f
P
2
=
第一个零点Z1由R
COMP
和
C
COMP
而来:
f
Z
1
=
最后,第三个极点由R
COMP
和C
COMP2
而来(如果½
用了C
COMP2
):
输出电容
输出电容也需要用½
ESR电容来保持½输出纹波电
压。输出纹波电压可按下式计算:
f
P
3
=
V
RIPPLE
=
I
OUTMAX
K
RIPPLE
R
ESR
+
V
IN
28
×
f
SW
LC
OUT
2
补偿过程可用以下步骤:
第一步:设½穿越频率为1/10的开关频率来确定
R
COMP
:
式中,
I
OUTMAX
是最大输出电流,K
RIPPLE
为纹波系
R
COMP
=
2
π
V
OUT
C
OUT
f
SW
10
G
EA
G
COMP
×
0.808
V
V2.1
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