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DC423B

器件型号:DC423B
器件类别:开发板/开发套件/开发工具   
文件大小:5122.93KB,共29页
厂商名称:Linear ( ADI )
厂商官网:http://www.analog.com/cn/index.html
标准:  
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器件描述

board eval for lt1956efe

参数
Datasheets:
LT1956/-5:
DC423 Quick Start Guide:
Standard Package : 1
Category: Programmers, Development Systems
Family: Evaluation and Demonstration Boards and Kits
Series: *

DC423B器件文档内容

FEATURES                                 U                                                        LT1956/LT1956-5
                                                                            U
s Wide Input Range: 5.5V to 60V                                                           High Voltage, 1.5A,
s 1.5A Peak Switch Current                                                                 500kHz Step-Down
s Small 16-Pin SSOP or Thermally Enhanced                                              Switching Regulators

   TSSOP Package                                                              DESCRIPTIO
s Saturating Switch Design: 0.2
s Peak Switch Current Maintained Over                                         The LT1956/LT1956-5 are 500kHz monolithic buck
                                                                              switching regulators with an input voltage capability up to
   Full Duty Cycle Range                                                      60V. A high efficiency 1.5A, 0.2 switch is included on the
s Constant 500kHz Switching Frequency                                         die along with all the necessary oscillator, control and logic
s Effective Supply Current: 2.5mA                                             circuitry. A current mode architecture provides fast tran-
s Shutdown Current: 25A                                                      sient response and good loop stability.
s 1.2V Feedback Reference (LT1956)
s 5V Fixed Output (LT1956-5)                                                  Special design techniques and a new high voltage process
s Easily Synchronizable                                                       achieve high efficiency over a wide input range. Efficiency
s Cycle-by-Cycle Current Limiting                                             is maintained over a wide output current range by using the
                                                                              output to bias the circuitry and by utilizing a supply boost
              U                                                               capacitor to saturate the power switch. Patented circuitry
APPLICATIO S                                                                  maintains peak switch current over the full duty cycle
                                                                              range*. A shutdown pin reduces supply current to 25A and
s High Voltage, Industrial and Automotive                                     the device can be externally synchronized from 580kHz to
s Portable Computers                                                          700kHz with a logic level input.
s Battery-Powered Systems
s Battery Chargers                                                            The LT1956/LT1956-5 are available in fused-lead 16-pin
s Distributed Power Systems                                                   SSOP and thermally enhanced TSSOP packages.

                                                                                   , LTC and LT are registered trademarks of Linear Technology Corporation.
                                                                              *U.S. PATENT NO. 6,498,466

TYPICAL APPLICATIO

                           5V Buck Converter                                                                  Efficiency vs Load Current

                                                            MMSD914TI                                  100
                                                                                                              VIN = 12V
                                         6                                                                    L = 18H    VOUT = 5V
                                                                                                                         VOUT = 3.3V
             VIN                   BOOST                    0.1F              VOUT                     90
            12V                                                         10H   5V
                           4  VIN            SW    2                           1A                       80
(TRANSIENTS                                                 10MQ060N
                  2.2F            LT1956-5                                   22F     EFFICIENCY (%)
       TO 60V)    100V                                                        6.3V
                                                                              CERAMIC
                  CERAMIC

                           15                       10                                                 70
                                SHDN        BIAS

                           14                     12
                                SYNC         FB

                              GND            VC                                                        60

                                   1, 8, 9, 16 11

                                                                                                       50  0  0.25 0.50 0.75 1.00 1.25

                                                    220pF                                                                LOAD CURRENT (A)
                                   4.7k

                                                                                                                                           1956 TA02

                              4700pF

UNITED CHEMI-CON THCS50EZA225ZT                  1956 TA01

                                                                                                                                                       1956f

                                                                                                                                                      1
LT1956/LT1956-5

                        U WW W
ABSOLUTE AXI U RATI GS (Note 1)

Input Voltage (VIN) ................................................. 60V           Operating Junction Temperature Range
BOOST Pin Above SW ............................................ 35V
BOOST Pin Voltage ................................................. 68V               LT1956EFE/LT1956EFE-5/LT1956EGN/LT1956EGN-5
SYNC, SENSE Voltage (LT1956-5) ........................... 7V
SHDN Voltage ........................................................... 6V           (Notes 8, 10) ..................................... 40C to 125C
BIAS Pin Voltage .................................................... 30V             LT1956IFE/LT1956IFE-5/LT1956IGN/LT1956IGN-5
FB Pin Voltage/Current (LT1956) ................... 3.5V/2mA
                                                                                      (Notes 8, 10) ..................................... 40C to 125C
                                                                                    Storage Temperature Range ................ 65C to 150C
                                                                                    Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300C

                       UW U
PACKAGE/ORDER I FOR ATIO

              TOP VIEW                              ORDER PART                                 TOP VIEW                                   ORDER PART
                                                      NUMBER                                                                                 NUMBER
      GND 1             16 GND                                                         GND 1                    16 GND
       SW 2             15 SHDN                     LT1956EFE                           SW 2                    15 SHDN                   LT1956EGN
        NC 3            14 SYNC                     LT1956IFE                            NC 3                   14 SYNC                   LT1956IGN
       VIN 4            13 NC                       LT1956EFE-5                         VIN 4                   13 NC                     LT1956EGN-5
        NC 5            12 FB/SENSE                 LT1956IFE-5                          NC 5                   12 FB/SENSE               LT1956IGN-5
   BOOST 6              11 VC                                                       BOOST 6                     11 VC
        NC 7            10 BIAS                  FE PART MARKING                         NC 7                   10 BIAS                GN PART MARKING
      GND 8             9 GND                                                          GND 8                     9 GND
                                                      1956EFE                                                                                 1956
                      FE PACKAGE                      1956IFE                                           GN PACKAGE                            1956I
              16-LEAD PLASTIC TSSOP                   1956EFE-5                                   16-LEAD PLASTIC SSOP                        19565
                                                      1956IFE-5                                                                               1956I5
TJMAX = 125C, JA = 45C/ W, JC (PAD) = 10C/ W                                     TJMAX = 125C, JA = 85C/ W, JC (PIN 8) = 25C/ W
     EXPOSED BACKSIDE MUST BE SOLDERED                                                         FOUR CORNER PINS SOLDERED
                  TO GROUND PLANE                                                                     TO GROUND PLANE

Consult LTC Marketing for parts specified with wider operating temperature ranges.

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

The q denotes specifications which apply over the full operating temperature range, otherwise specifications are at TJ = 25C.
VIN = 15V, VC = 1.5V, SHDN = 1V, Boost o/c, SW o/c, unless otherwise noted.

PARAMETER                                        CONDITIONS                                       MIN TYP MAX                                   UNITS
                                                                                                                                                     V
Reference Voltage (LT1956)                       5.5V  VIN  60V                                   1.204 1.219 1.234                                  V
SENSE Voltage (LT1956-5)                         VOL + 0.2  VC  VOH 0.2                                                                            V
SENSE Pin Resistance (LT1956-5)                                                                q 1.195                                 1.243         V
                                                 5.5V  VIN  60V
                                                 VOL + 0.2  VC  VOH 0.2                         4.94 5 5.06                                      k
                                                                                                                                                    A
                                                                                               q 4.90                                  5.10        V/V
                                                                                                                                                Mho
                                                                                                  9.5 13.8 19                                   Mho
                                                                                                                                                   A/V
FB Input Bias Current (LT1956)                                                                 q                                       0.5 1.5      A
                                                                                                                                                    A
Error Amp Voltage Gain                           (Notes 2, 9)                                     200 400                                            V
                                                                                                                                                     V
Error Amp gm                                     dl (VC) = 10A (Note 9)                         1500 2000 3000
                                                                                                                                                   1956f
                                                                                               q 1000                                  3200

VC to Switch gm                                  FB = 1V or VSENSE = 4.1V                                        1.7
EA Source Current                                FB = 1.4V or VSENSE = 5.7V                    q 125 225 400
EA Sink Current                                  Duty Cycle = 0                                q 100 225 450
VC Switching Threshold                           SHDN = 1V
VC High Clamp                                                                                                    0.9
                                                                                                                 2.1

2
                                                                                     LT1956/LT1956-5

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

The q denotes specifications which apply over the full operating temperature range, otherwise specifications are at TJ = 25C.
VIN = 15V, VC = 1.5V, SHDN = 1V, Boost o/c, SW o/c, unless otherwise noted.

PARAMETER                      CONDITIONS                                            MIN TYP MAX                                UNITS

Switch Current Limit           VC Open, Boost = VIN + 5V, FB = 1V or VSENSE = 4.1V q 1.5  2      3                                   A
Switch On Resistance
                               ISW = 1.5A, Boost = VIN + 5V (Note 7)                      0.2 0.3                                    
                                                                                                                                    
                                                                                  q              0.4                                %
                                                                                                                                    %
Maximum Switch Duty Cycle      FB = 1V or VSENSE = 4.1V                                   82 90
                                                                                  q 75 90                                          kHz
                                                                                                                                   kHz
Switch Frequency               VC Set to Give DC = 50%                               460 500 540
                                                                                                                                  %/V
                                                                                  q 430          570
                                                                                                                                     V
fSW Line Regulation            5.5V  VIN  60V                                     q       0.05 0.15
fSW Shifting Threshold         Df = 10kHz
                                                                                          0.8

Minimum Input Voltage          (Note 3)                                           q       4.6 5.5                               V
Minimum Boost Voltage          (Note 4) ISW  1.5A
Boost Current (Note 5)         Boost = VIN + 5V, ISW = 0.5A                       q       2      3                              V
                               Boost = VIN + 5V, ISW = 1.5A
Input Supply Current (IVIN)    (Note 6) VBIAS = 5V                                q       12 25                                 mA
Output Supply Current (IBIAS)  (Note 6) VBIAS = 5V
Shutdown Supply Current        SHDN = 0V, VIN  60V, SW = 0V, VC Open              q       42 70                                 mA

Lockout Threshold              VC Open                                                    1.4 2.2                               mA
Shutdown Thresholds            VC Open, Shutting Down
                               VC Open, Starting Up                                       2.9 4.2                               mA
Minimum SYNC Amplitude
SYNC Frequency Range                                                                      25 75                                 A
SYNC Input Resistance
                                                                                  q              200                            A

                                                                                  q 2.30 2.42 2.53                              V

                                                                                  q 0.15 0.37 0.6                               V

                                                                                  q 0.25 0.45 0.6                               V

                                                                                  q       1.5 2.2                               V

                                                                                     580         700                            kHz

                                                                                          20                                    k

Note 1: Absolute Maximum Ratings are those values beyond which the life           Note 7: Switch on resistance is calculated by dividing VIN to SW voltage by
of a device may be impaired.                                                      the forced current (1.5A). See Typical Performance Characteristics for the
                                                                                  graph of switch voltage at other currents.
Note 2: Gain is measured with a VC swing equal to 200mV above the low
clamp level to 200mV below the upper clamp level.                                 Note 8: The LT1956EFE/LT1956EFE-5/LT1956EGN/LT1956EGN-5 are
                                                                                  guaranteed to meet performance specifications from 0C to 125C
Note 3: Minimum input voltage is not measured directly, but is guaranteed         junction temperature. Specifications over the 40C to 125C operating
by other tests. It is defined as the voltage where internal bias lines are still  junction temperature range are assured by design, characterization and
regulated so that the reference voltage and oscillator remain constant.           correlation with statistical process controls. The LT1956IFE/LT1956IFE-5/
Actual minimum input voltage to maintain a regulated output will depend           LT1956IGN/LT1956IGN-5 are guaranteed over the full 40C to 125C
upon output voltage and load current. See Applications Information.               operating junction temperature range.

Note 4: This is the minimum voltage across the boost capacitor needed to          Note 9: Transconductance and voltage gain refer to the internal amplifier
guarantee full saturation of the internal power switch.                           exclusive of the voltage divider. To calculate gain and transconductance,
                                                                                  refer to the SENSE pin on fixed voltage parts. Divide values shown by the
Note 5: Boost current is the current flowing into the BOOST pin with the          ratio VOUT/1.219.
pin held 5V above input voltage. It flows only during switch on time.
                                                                                  Note 10: This IC includes overtemperature protection that is intended to
Note 6: Input supply current is the quiescent current drawn by the input          protect the device during momentary overload conditions. Junction
pin when the BIAS pin is held at 5V with switching disabled. Bias supply          temperature will exceed 125C when overtemperature protection is active.
current is the current drawn by the BIAS pin when the BIAS pin is held at         Continuous operation above the specified maximum operating junction
5V. Total input referred supply current is calculated by summing input            temperature may impair device reliability.
supply current (IVIN) with a fraction of supply current (IBIAS):

    ITOTAL = IVIN + (IBIAS)(VOUT/VIN)
with VIN = 15V, VOUT = 5V, IVIN = 1.4mA, IBIAS = 2.9mA, ITOTAL = 2.4mA.

                                                                                                                                 1956f

                                                                                                                                3
LT1956/LT1956-5
TYPICAL PERFOR A CE CHARACTERISTICS
                                                     UW

                            Switch Peak Current Limit                                                                                                                               FB Pin Voltage and Current                                                                                                                            SHDN Pin Bias Current

                         2.5                                                                                                                             1.234                                                                2.0                                                                                                     250
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                              CURRENT REQUIRED TO FORCE SHUTDOWN
SWITCH PEAK CURRENT (A)                              TYPICAL                                                                       FEEDBACK VOLTAGE (V)  1.229                                                                     1.5                                                       CURRENT (A)  CURRENT (A)
                         2.0                                                                                                                             1.224                                                                                                                                                                        200 (FLOWS OUT OF PIN). AFTER SHUTDOWN,
                                                                                                                                                         1.219                                     VOLTAGE                                                                                                                                    CURRENT DROPS TO A FEW A
                                           GUARANTEED MINIMUM                                                                                            1.214                                                                     1.0
                         1.5                                                                                                                             1.209                                                                                                                                                                        150
                                                                                                                                                                                                   CURRENT
                                                                                                                                                                                                                                   0.5                                                                                                100

                         1.0     20  40  60                    80 100                                                                                    1.204                                                                0                                                                                                        12
                             0                                                                                                                                                                                                                                                                                                                     AT 2.38V STANDBY THRESHOLD
                                                                                                                                                                                    50 25 0 25 50 75 100 125                                                                                                                                     (CURRENT FLOWS OUT OF PIN)

                                     DUTY CYCLE (%)                                                                                                                                      JUNCTION TEMPERATURE (C)                                                                                                                       6

                                                               1956 G01                                                                                                                                             1956 G02                                                                                                             0
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                         50 25 0 25 50 75 100 125

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                     JUNCTION TEMPERATURE (C)

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                       1956 G03

                            Lockout and Shutdown                                                                                                                                       Shutdown Supply Current                                                                                                                            Shutdown Supply Current
                            Thresholds
                                                                                                                                                                                    40                                                                                                                                                300
                         2.4                                                                                                                                                             VSHDN = 0V
SHDN PIN VOLTAGE (V)                                 LOCKOUT                                                                                             INPUT SUPPLY CURRENT (A)                                                                                                                         INPUT SUPPLY CURRENT (A)  250
                                                                                                                                                                                    35                                                                                                                                                                     VIN = 60V
                         2.0
                                                                                                                                                                                    30                                                                                                                                                200
                         1.6
                                                                                                                                                                                    25                                                                                                                                                                                     VIN = 15V
                         1.2                                                                                                                                                                                                                                                                                                          150
                                                                                                                                                                                    20
                         0.8                                                                                                                                                                                                                                                                                                          100
                                                     START-UP                                                                                                                       15
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                       50
                         0.4                                                                                                                                                        10
                                                     SHUTDOWN                                                                                                                                                                                                                                                                          0
                                                                                                                                                                                     5
                           0                                                                                                                                                                                                                                                                                                                0  0.1  0.2  0.3                          0.4  0.5
                           50 25 0 25 50 75 100 125                                                                                                                                0
                                                                                                                                                                                       0 10 20 30 40 50 60                                                                                                                                     SHUTDOWN VOLTAGE (V)
                                       JUNCTION TEMPERATURE (C)                                                                                                                                        INPUT VOLTAGE (V)
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                           1956 G06
                                                                                                                         1956 G04                                                                                                                                                  1956 G05

                              Error Amplifier Transconductance                                                                                                                      Error Amplifier Transconductance                                                                                                                       Frequency Foldback

                         2500                                                                                                                            3000                                                                 200                                                                                                      625
                         2000                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                   SWITCHING
                         1500                                                                                                                                                                PHASE                                                                                                         SWITICHING FREQUENCY (kHz)                                          FREQUENCY
                         1000                                                                                                                                                                                                                                                                                 OR FB CURRENT (A)
TRANSCONDUCTANCE (mho)                                                                                                                                  2500                                                                 150                                                                                                      500

                                                                                                                                   GAIN (Mho)           2000                                GAIN                                                                                            PHASE (DEG)

                                                                                                                                                                                                                              100                                                                                                      375

                                                                                                                                                                                                                    VC

                                                                                                                                                         ( ) 1500 VFB 2 103                      ROUT        COUT          50                                                                                                       250
                                                                                                                                                                                                    200k        12pF

                         500                                                                                                                             1000 ERROR AMPLIFIER EQUIVALENT CIRCUIT                              0                                                                                                        125
                            0                                                                                                                                                                                                                                                                                                             0
                            50                                                                                                                                  RLOAD = 50                                                50                                                                                                              0                                     FB PIN
                                                                                                                                                         500                                                 1M 10M                                                                                                                                                             CURRENT

                                 25 0 25 50 75 100 125                                                                                                                             100  1k  10k 100k                 1956 G08                                                                                                                 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2
                                       JUNCTION TEMPERATURE                                                                                                                                                                                                                                                                                                    VFB (V)
                                                                                                                                                                                             FREQUENCY (Hz)
                                                                                                             1956 G07                                                                                                                                                                                                                                                                                                    1956 G09

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

4
                                                                                                                                                                                                                                                                                                     LT1956/LT1956-5

                                                UW
TYPICAL PERFOR A CE CHARACTERISTICS

                           Switching Frequency                                                                                                           Minimum Input Voltage with 5V                                                                                                            BOOST Pin Current
                                                                                                                                                         Output
                       575                                                                                                                                                                                                                                                                   45
                                                                                                                                                      7.5
                                                                                                                                                            VOUT = 5V                                                                                                                        40
                                                                                                                                                            L = 18H
                       550
                                                                                                                                                      7.0
                                                                                                                                                                                                                                                                BOOST PIN CURRENT (mA)       35

FREQUENCY (kHz)        525                                                                                                       INPUT VOLTAGE (V)            MINIMUM INPUT                                                                                                                  30

                                                                                                                                                      6.5     VOLTAGE TO START                                                                                                               25

                       500

                                                                                                                                                      6.0                                                                                                                                    20
                                                                                                                                                                                MINIMUM INPUT
                       475                                                                                                                                                     VOLTAGE TO RUN                                                                                                15

                                                                                                                                                      5.5                                                                                                                                    10

                       450

                                                                                                                                                                                                                                                                                             5

                       425     25 0 25 50 75 100 125                                                                                                 5.0                                                                                                                                    0    0  0.5             1       1.5
                          50     JUNCTION TEMPERATURE (C)                                                                                               0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1
                                                                                                                                                                           LOAD CURRENT (A)                                                                                                                              1956 G12
                                                                                                           1956 G10                                                                                                                                                                                  SWITCH CURRENT (A)
                                                                                                                                                                                                                                                      1956 G11

                          VC Pin Shutdown Threshold                                                                                                        Switch Voltage Drop                                                                                                                   Switch Minimum ON Time
                                                                                                                                                                                                                                                                                                 vs Temperature
                       2.1                                                                                                                            450
                                                                                                                                                                                                                                                                                             600
                       1.9
                                                                                                                                                      400                                                                                                       SWITCH MINIMUM ON TIME (ns)  500
                       1.7                                                                                                                                                                       TJ = 125C
THRESHOLD VOLTAGE (V)                                                                                                            SWITCH VOLTAGE (mV)
                       1.5                                                                                                                            350

                       1.3                                                                                                                            300                                                                                                                                    400
                                                                                                                                                                                   TJ = 25C
                       1.1
                                                                                                                                                      250
                       0.9
                                                                                                                                                                                                                                                                                             300
                       0.7
                          50 25 0 25 50 75 100 125                                                                                                  200
                                      JUNCTION TEMPERATURE (C)
                                                                                                                                                      150                                                                                                                                    200
                                                                                                                       1956 G13                                                                 TJ = 40C

                                                                                                                                                      100

                                                                                                                                                                                                                                                                                             100

                                                                                                                                                      50

                                                                                                                                                      0    0  0.5                             1              1.5                                                                             0
                                                                                                                                                                                                                                                                                             50 25 0 25 50 75 100 125
                                                                                                                                                              SWITCH CURRENT (A)
                                                                                                                                                                                                                                                                                                         JUNCTION TEMPERATURE (C)
                                                                                                                                                                                                             1766 G14
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                         1956 G15

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                          1956f

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                         5
LT1956/LT1956-5

U UU
PI FU CTIO S
                                                                VC (Pin 11) The VC pin is the output of the error amplifier
GND (Pins 1, 8, 9, 16): The GND pin connections act as          and the input of the peak switch current comparator. It is
the reference for the regulated output, so load regulation      normally used for frequency compensation, but can also
will suffer if the "ground" end of the load is not at the same  serve as a current clamp or control loop override. VC sits
voltage as the GND pins of the IC. This condition will occur    at about 1V for light loads and 2V at maximum load. It can
when load current or other currents flow through metal          be driven to ground to shut off the regulator, but if driven
paths between the GND pins and the load ground. Keep the        high, current must be limited to 4mA.
paths between the GND pins and the load ground short
and use a ground plane when possible. For the FE package,       FB/SENSE (Pin 12): The feedback pin is used to set the
the exposed pad should be soldered to the copper GND            output voltage using an external voltage divider that gen-
plane underneath the device. (See Applications Informa-         erates 1.22V at the pin for the desired output voltage. The
tion--Layout Considerations.)                                   5V fixed output voltage parts have the divider included on
                                                                the chip and the FB pin is used as a SENSE pin, connected
SW (Pin 2): The switch pin is the emitter of the on-chip        directly to the 5V output. Three additional functions are
power NPN switch. This pin is driven up to the input pin        performed by the FB pin. When the pin voltage drops
voltage during switch on time. Inductor current drives the      below 0.6V, switch current limit is reduced and the exter-
switch pin negative during switch off time. Negative volt-      nal SYNC function is disabled. Below 0.8V, switching
age is clamped with the external catch diode. Maximum           frequency is also reduced. See Feedback Pin Functions in
negative switch voltage allowed is 0.8V.                      Applications Information for details.

NC (Pins 3, 5, 7, 13): No Connection.                           SYNC (Pin 14): The SYNC pin is used to synchronize the
                                                                internal oscillator to an external signal. It is directly logic
VIN (Pin 4): This is the collector of the on-chip power NPN     compatible and can be driven with any signal between
switch. VIN powers the internal control circuitry when a        10% and 90% duty cycle. The synchronizing range is
voltage on the BIAS pin is not present. High dI/dt edges        equal to initial operating frequency up to 700kHz. See
occur on this pin during switch turn on and off. Keep the       Synchronizing in Applications Information for details. If
path short from the VIN pin through the input bypass            unused, this pin should be tied to ground.
capacitor, through the catch diode back to SW. All trace
inductance on this path will create a voltage spike at switch   SHDN (Pin 15): The SHDN pin is used to turn off the
off, adding to the VCE voltage across the internal NPN.         regulator and to reduce input current to a few microam-
                                                                peres. This pin has two thresholds: one at 2.38V to disable
BOOST (Pin 6): The BOOST pin is used to provide a drive         switching and a second at 0.4V to force complete mi-
voltage, higher than the input voltage, to the internal         cropower shutdown. The 2.38V threshold functions as an
bipolar NPN power switch. Without this added voltage, the       accurate undervoltage lockout (UVLO); sometimes used
typical switch voltage loss would be about 1.5V. The            to prevent the regulator from delivering power until the
additional BOOST voltage allows the switch to saturate          input voltage has reached a predetermined level.
and voltage loss approximates that of a 0.2 FET struc-
ture, but with much smaller die area.                           If the SHDN pin functions are not required, the pin can
                                                                either be left open (to allow an internal bias current to lift
BIAS (Pin 10): The BIAS pin is used to improve efficiency       the pin to a default high state) or be forced high to a level
when operating at higher input voltages and light load          not to exceed 6V.
current. Connecting this pin to the regulated output volt-
age forces most of the internal circuitry to draw its oper-                                                                                                                            1956f
ating current from the output voltage rather than the input
supply. This architecture increases efficiency especially
when the input voltage is much higher than the output.
Minimum output voltage setting for this mode of operation
is 3V.

6
                                                                                                                                                                                                 LT1956/LT1956-5

BLOCK DIAGRA                                                                                                                                                     +it much easier to frequency compensate the feedback loop
                                                                                                                                                                 and also gives much quicker transient response.
The LT1956 is a constant frequency, current mode buck
converter. This means that there is an internal clock and    +                                                                                                   Most of the circuitry of the LT1956 operates from an
two feedback loops that control the duty cycle of the power                                                                                                       internal 2.9V bias line. The bias regulator normally draws
switch. In addition to the normal error amplifier, there is a  W                                                                                                  power from the regulator input pin, but if the BIAS pin is
current sense amplifier that monitors switch current on a                                                                                                         connected to an external voltage higher than 3V, bias
cycle-by-cycle basis. A switch cycle starts with an oscilla-                                                                                                      power will be drawn from the external source (typically the
tor pulse which sets the RS flip-flop to turn the switch on.                                                                                                      regulated output voltage). This will improve efficiency if
When switch current reaches a level set by the inverting                                                                                                          the BIAS pin voltage is lower than regulator input voltage.
input of the comparator, the flip-flop is reset and the
switch turns off. Output voltage control is obtained by                                                                                                           High switch efficiency is attained by using the BOOST pin
using the output of the error amplifier to set the switch                                                                                                         to provide a voltage to the switch driver which is higher
current trip point. This technique means that the error                                                                                                           than the input voltage, allowing switch to be saturated.
amplifier commands current to be delivered to the output                                                                                                          This boosted voltage is generated with an external capaci-
rather than voltage. A voltage fed system will have low                                                                                                           tor and diode. Two comparators are connected to the
phase shift up to the resonant frequency of the inductor                                                                                                          shutdown pin. One has a 2.38V threshold for undervoltage
and output capacitor, then an abrupt 180 shift will occur.                                                                                                       lockout and the second has a 0.4V threshold for complete
The current fed system will have 90 phase shift at a much                                                                                                        shutdown.
lower frequency, but will not have the additional 90 shift
until well beyond the LC resonant frequency. This makes

VIN 4               2.9V BIAS                                      INTERNAL                                RLIMIT                                                                                              RSENSE
BIAS 10             REGULATOR                                       VCC
                                                                                                         +                                                                                                     Q1
                                                                         SLOPE COMP                                                                                                                             POWER
                                                                      ANTISLOPE COMP                                                                                  CURRENT                                   SWITCH
                                                                                                                                                                                                             2 SW
                                                                                                                                                                      COMPARATOR
                                                                                                                                                                                                             12 FB
SYNC 14                                                                                                                                                                                          BOOST
                                                                                                                                                                                                    6
          SHUTDOWN
       COMPARATOR                                                                                                                                                                                    DRIVER
                                                                                                                                                                                                  CIRCUITRY
                                                                                 500kHz                                                                               S
                                                                              OSCILLATOR                                                                                       RS

                                                             0.4V                                                                                                         FLIP-FLOP

                                                                                                                                                                      R

SHDN 15                                                                5.5A

                                                             +                                                                                                                  FREQUENCY
                                                                                                                                                                                FOLDBACK
                                                            

                                                                     LOCKOUT
                                                                  COMPARATOR

                                                                                                                                                                  1

                                                                                                                                                                      Q2

                                                                                          VC(MAX)                                                                     FOLDBACK
                                                                                          CLAMP
                                                                                                     Q3                                                               CURRENT

                                                                                                                                                                      LIMIT               ERROR
                                                                                                                                                                                      AMPLIFIER
                                                                                                                                                                      CLAMP     gm = 2000Mho

                                                                                                                                                                  11                                         1.22V

                                                             2.38V                                                                                                VC                                                     GND
                                                                                                                                                                                                                         1, 8, 9, 16

                                                                                                                                                                                                                     1956 F01

                                                                              Figure 1. LT1956 Block Diagram

                                                                                                                                                                                                                                       1956f

                                                                                                                                                                                                                                      7
LT1956/LT1956-5

               U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

FEEDBACK PIN FUNCTIONS                                         current through the diode and inductor is equal to the
                                                               short-circuit current limit of the switch (typically 2A for
The feedback (FB) pin on the LT1956 is used to set output      the LT1956, folding back to less than 1A). Minimum
voltage and provide several overload protection features.      switch on time limitations would prevent the switcher
The first part of this section deals with selecting resistors  from attaining a sufficiently low duty cycle if switching
to set output voltage and the remaining part talks about       frequency were maintained at 500kHz, so frequency is
foldback frequency and current limiting created by the FB      reduced by about 5:1 when the feedback pin voltage drops
pin. Please read both parts before committing to a final       below 0.8V (see Frequency Foldback graph). This does
design. The 5V fixed output voltage part (LT1956-5) has        not affect operation with normal load conditions; one
internal divider resistors and the FB pin is renamed SENSE,    simply sees a shift in switching frequency during start-up
connected directly to the output.                              as the output voltage rises.

The suggested value for the output divider resistor (see       In addition to lower switching frequency, the LT1956 also
Figure 2) from FB to ground (R2) is 5k or less, and a          operates at lower switch current limit when the feedback
formula for R1 is shown below. The output voltage error        pin voltage drops below 0.6V. Q2 in Figure 2 performs this
caused by ignoring the input bias current on the FB pin is     function by clamping the VC pin to a voltage less than its
less than 0.25% with R2 = 5k. A table of standard 1%           normal 2.1V upper clamp level. This foldback current limit
values is shown in Table 1 for common output voltages.         greatly reduces power dissipation in the IC, diode and in-
Please read the following section if divider resistors are     ductor during short-circuit conditions. External synchro-
increased above the suggested values.                          nization is also disabled to prevent interference with fold-
                                                               back operation. Again, it is nearly transparent to the user
R1= R2(VOUT -1.22)                                             under normal load conditions. The only loads that may be
                                                               affected are current source loads which maintain full load
            1.22                                               current with output voltage less than 50% of final value. In
                                                               these rare situations the feedback pin can be clamped above
Table 1                                                        0.6V with an external diode to defeat foldback current limit.
                                                               Caution: clamping the feedback pin means that frequency
OUTPUT              R1       % ERROR AT OUTPUT                 shifting will also be defeated, so a combination of high in-
VOLTAGE                      DUE TO DISCRETE 1%                put voltage and dead shorted output may cause the LT1956
         R2    (NEAREST 1%)                                    to lose control of current limit.
   (V)                         RESISTOR STEPS
         (k)        (k)               + 0.32                   The internal circuitry which forces reduced switching
                                       0.43                   frequency also causes current to flow out of the feedback
3        4.99       7.32               0.30                   pin when output voltage is low. The equivalent circuitry is
                                      + 0.38                   shown in Figure 2. Q1 is completely off during normal
3.3      4.99       8.45              + 0.20                   operation. If the FB pin falls below 0.8V, Q1 begins to
                                       0.54                   conduct current and reduces frequency at the rate of
5        4.99       15.4              + 0.24                   approximately 3.5kHz/A. To ensure adequate frequency
                                       0.27                   foldback (under worst-case short-circuit conditions), the
6        4.75       18.7                                       external divider Thevinin resistance must be low enough
                                                               to pull 115A out of the FB pin with 0.44V on the pin (RDIV
8        4.47       24.9                                        3.8k). The net result is that reductions in frequency and
                                                               current limit are affected by output voltage divider imped-
10       4.32       30.9                                       ance. Although divider impedance is not critical, caution
                                                               should be used if resistors are increased beyond the
12       4.12       36.5                                       suggested values and short-circuit conditions will occur

15       4.12       46.4                                                                                                                                                              1956f

More Than Just Voltage Feedback

The feedback pin is used for more than just output voltage
sensing. It also reduces switching frequency and current
limit when output voltage is very low (see the Frequency
Foldback graph in Typical Performance Characteristics).
This is done to control power dissipation in both the IC
and in the external diode and inductor during short-circuit
conditions. A shorted output requires the switching regu-
lator to operate at very low duty cycles, and the average

8
                                                                                            LT1956/LT1956-5

                                
                                +

U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

LT1956  TO FREQUENCY                                                     VSW        L1
               SHIFTING
                                                                                                 OUTPUT
                                                                                                 5V

            ERROR                1.4V      Q1
        AMPLIFIER                    1.2V
                                             R4
                                   R3        2k                                         R1
                                   1k
                                                                         FB             +

                                                                                            C1

                                                     BUFFER                             R2
        Q2

                     TO SYNC CIRCUIT

VC GND                                                                                      1956 F02

        Figure 2. Frequency and Current Limit Foldback

with high input voltage. High frequency pickup will in-        10mV/DIV                                            VOUT USING
crease and the protection accorded by frequency and                                                                22F CERAMIC
current foldback will decrease.                                                                                    OUTPUT

                                                                                                                   CAPACITOR

CHOOSING THE INDUCTOR                                          10mV/DIV                                            VOUT USING
                                                                                                                   100F, 0.08
For most applications, the output inductor will fall into the                                                      TANTALUM
range of 5H to 30H. Lower values are chosen to reduce
physical size of the inductor. Higher values allow more                                                            OUTPUT
output current because they reduce peak current seen by
the LT1956 switch, which has a 1.5A limit. Higher values                                                           CAPACITOR
also reduce output ripple voltage.
                                                                         VIN = 12V      1s/DIV          1956 F03
When choosing an inductor you will need to consider                      VOUT = 5V
output ripple voltage, maximum load current, peak induc-                 L = 15H
tor current and fault current in the inductor. In addition,
other factors such as core and copper losses, allowable        Figure 3. LT1956 Output Ripple Voltage Waveforms.
component height, EMI, saturation and cost should also         Ceramic vs Tantalum Output Capacitors
be considered. The following procedure is suggested as a
way of handling these somewhat complicated and con-            Output ripple voltage is determined by ripple current
flicting requirements.                                         (ILP-P) through the inductor and the high frequency
                                                               impedance of the output capacitor. At high frequencies,
Output Ripple Voltage                                          the impedance of the tantalum capacitor is dominated by
                                                               its effective series resistance (ESR).
Figure 3 shows a comparison of output ripple voltage for
the LT1956 using either a tantalum or ceramic output           Tantalum Output Capacitor
capacitor. It can be seen from Figure 3 that output ripple
voltage can be significantly reduced by using the ceramic      The typical method for reducing output ripple voltage
output capacitor; the significant decrease in output ripple    when using a tantalum output capacitor is to increase the
voltage is due to the very low ESR of ceramic capacitors.      inductor value (to reduce the ripple current in the induc-
                                                               tor). The following equations will help in choosing the
                                                               required inductor value to achieve a desirable output ripple
                                                               voltage level. If output ripple voltage is of less importance,
                                                               the subsequent suggestions in Peak Inductor and Fault
                                                               Current and EMI will additionally help in the selection of
                                                               the inductor value.

                                                                                                                                  1956f

                                                                                                                                 9
LT1956/LT1956-5

                       U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO
                                                              ceramic capacitor. Although this reduction of ESR re-
Peak-to-peak output ripple voltage is the sum of a triwave    moves a useful zero in the overall loop response, this zero
(created by peak-to-peak ripple current (ILP-P) times ESR)    can be replaced by inserting a resistor (RC) in series with
and a square wave (created by parasitic inductance (ESL)      the VC pin and the compensation capacitor CC. (See
and ripple current slew rate). Capacitive reactance is        Ceramic Capacitors in Applications Information.)
assumed to be small compared to ESR or ESL.
                                                              Peak Inductor Current and Fault Current
VRIPPLE    =   (ILP-P  )(ESR)  +  (ESL)  dI
                                         dt                   To ensure that the inductor will not saturate, the peak in-
                                                              ductor current should be calculated knowing the maximum
where:                                                        load current. An appropriate inductor should then be cho-
                                                              sen. In addition, a decision should be made whether or not
ESR = equivalent series resistance of the output              the inductor must withstand continuous fault conditions.
capacitor
                                                              If maximum load current is 0.5A, for instance, a 0.5A
ESL = equivalent series inductance of the output              inductor may not survive a continuous 2A overload condi-
capacitor                                                     tion. Dead shorts will actually be more gentle on the
                                                              inductor because the LT1956 has frequency and current
   dI/dt = slew rate of inductor ripple current = VIN/L       limit foldback.

Peak-to-peak ripple current (ILP-P) through the inductor      Peak inductor and switch current can be significantly
and into the output capacitor is typically chosen to be       higher than output current, especially with smaller induc-
between 20% and 40% of the maximum load current. It is        tors and lighter loads, so don't omit this step. Powdered
approximated by:

ILP-P   =  (VOUT )(VIN VOUT     )                           Table 2
              (VIN)(f)(L)                                     VENDOR/
                                                              PART NO.       VALUE  IDC(MAX)   DCR    HEIGHT
Example: with VIN = 12V, VOUT = 5V, L = 15H, ESR =           Coiltronics     (H)  (Amps)    (Ohms)   (mm)
0.080 and ESL = 10nH, output ripple voltage can be            UP1B-100
                                                              UP1B-220       10     1.9       0.111   5.0
approximated as follows:                                      UP2B-220
                                                              UP2B-330
                                                              UP1B-150       22     1.2       0.254   5.0
                                                              Coilcraft
                     (5)(12  - 5)                             D01813P-153HC  22     2.0       0.062   6.0
                                                              D01813P-103HC
                      106  500              = 0.389A        D53316P-223
( )( ) ILP-P=(12)                                             D53316P-333    33     1.7       0.092   6.0
                 15                    106                  LP025060B-682
                                                              Sumida         15     1.5       0.175   5.0
                                                              CDRH4D28-4R7
  dI    =  15  12      =  106   0.8                          CDRH5D28-100   15     1.5       0.170   5.0
  dt            10-6                                         CDRH6D28-150
                                                              CDRH6D28-180
( )( ) VRIPPLE = (0.389)(0.08) + 10 10-9 106 (0.8)          CDRH6D28-220   10     1.9       0.111   5.0
                                                              CDRH6D38-220
                                                                             22     1.6       0.207   5.1

           = 0.031+ 0.008 = 39mVP-P                                          33     1.4       0.334   5.1

To reduce output ripple voltage further requires an in-                      6.8    1.3       0.165   1.65
crease in the inductor value with the trade-off being a
physically larger inductor with the possibility of increased                 4.7    1.32      0.072   3.0
component height and cost.
                                                                             10     1.30      0.065   3.0

                                                                             15     1.40      0.084   3.0

Ceramic Output Capacitor                                                     18     1.32      0.095   3.0

An alternative way to further reduce output ripple voltage                   22     1.20      0.128   3.0
is to reduce the ESR of the output capacitor by using a
                                                                             22     1.30      0.096   4.0

                                                                                                           1956f

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                                                                                        LT1956/LT1956-5

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                                                               current without affecting the frequency compensation it
iron cores are forgiving because they saturate softly,         provides.
whereas ferrite cores saturate abruptly. Other core mate-
rials fall somewhere in between. The following formula         Maximum load current would be equal to maximum
assumes continuous mode of operation, but errs only            switch current for an infinitely large inductor, but with
slightly on the high side for discontinuous mode, so it can    finite inductor size, maximum load current is reduced by
be used for all conditions.                                    one half of peak-to-peak inductor current (ILP-P). The
                                                               following formula assumes continuous mode operation,
( ) IPEAK                                                      implying that the term on the right is less than one half
     = IOUT  + ILP-P  = IOUT  +  VOUT VIN VOUT               of IP.
                 2                  2 VIN f L

EMI                                                            IOUT(MAX) Continuous Mode

Decide if the design can tolerate an "open" core geometry      = IP    ILP-P  = IP    (VOUT   + VF )(VIN VOUT   VF )
like a rod or barrel, which have high magnetic field                      2                      (2)(VIN)(f)(L)
radiation, or whether it needs a closed core like a toroid to
prevent EMI problems. This is a tough decision because         For VOUT = 5V, VIN(MAX) = 8V, VF(DI) = 0.63V, f = 500kHz
the rods or barrels are temptingly cheap and small and         and L = 10H:
there are no helpful guidelines to calculate when the
magnetic field radiation will be a problem.                                              (5 +   0.63)(8   5 0.63)
                                                                                        (2)(8)
                                                                               1.5              500 103    10 106
                                                               ( )( ) IOUT(MAX)=     

Additional Considerations                                                 = 1.5 0.17 = 1.33A

After making an initial choice, consider additional factors    Note that there is less load current available at the higher
such as core losses and second sourcing, etc. Use the          input voltage because inductor ripple current increases. At
experts in Linear Technology's Applications department if      VIN = 15V and using the same set of conditions:
you feel uncertain about the final choice. They have
experience with a wide range of inductor types and can tell                    1.5       (5 + 0.63)(15    5 0.63)
you about the latest developments in low profile, surface                               (2)(15) 500 103
mounting, etc.                                                                                              10 106
                                                               ( )( ) IOUT(MAX)=     

MAXIMUM OUTPUT LOAD CURRENT                                               = 1.5 0.35 = 1.15A

Maximum load current for a buck converter is limited by        To calculate peak switch current with a given set of
the maximum switch current rating (IP). The current rating     conditions, use:
for the LT1956 is 1.5A. Unlike most current mode convert-
ers, the LT1956 maximum switch current limit does not          ISW(PEAK)  =    IOUT  +  ILP-P
fall off at high duty cycles. Most current mode converters                                2
suffer a drop off of peak switch current for duty cycles
above 50%. This is due to the effects of slope compensa-                  =    IOUT  +  (VOUT   + VF )(VIN VOUT    VF )
tion required to prevent subharmonic oscillations in cur-                                        (2)(VIN)(f)(L)
rent mode converters. (For detailed analysis, see Applica-
tion Note 19.)                                                 Reduced Inductor Value and Discontinuous Mode

The LT1956 is able to maintain peak switch current limit       If the smallest inductor value is of the most importance to
over the full duty cycle range by using patented circuitry to  a converter design, in order to reduce inductor size/cost,
cancel the effects of slope compensation on peak switch        discontinuous mode may yield the smallest inductor

                                                                                                                               1956f

                                                                                                                      11
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                                                              load current is required, the inductor value must be
solution. The maximum output load current in discontinu-
ous mode, however, must be calculated and is defined          increased. If IOUT(MAX) no longer meets the discontinuous
later in this section.                                        mode criteria, use the IOUT(MAX) equation for continuous
                                                              mode; the LT1956 is designed to operate well in both
Discontinuous mode is entered when the output load
current is less than one-half of the inductor ripple current  modes of operation, allowing a large range of inductor
(ILP-P). In this mode, inductor current falls to zero before
the next switch turn-on (see Figure 8). Buck converters       values to be used.
will be in discontinuous mode for output load current
given by:                                                     SHORT-CIRCUIT CONSIDERATIONS

   IOUT Discontinous Mode                                     For a ground short-circuit fault on the regulated output,
   < (VOUT + VF )(VIN VOUT VF )                           the maximum input voltage for the LT1956 is typically
                                                              limited to 25V. If a greater input voltage is required,
              (2)(VIN)(f)(L)                                  increasing the resistance in series with the inductor may
                                                              suffice (see short-circuit calculations at the end of this
The inductor value in a buck converter is usually chosen      section). Alternatively, the 1.5A LT1766 can be used since
large enough to keep inductor ripple current (ILP-P) low;     it is identical to the LT1956 but runs at a lower frequency
this is done to minimize output ripple voltage and maxi-      of 200kHz, allowing higher sustained input voltage capa-
mize output load current. In the case of large inductor       bility during output short circuit.
values, as seen in the equation above, discontinuous
mode will be associated with "light loads."                   The LT1956 is a current mode controller. It uses the VC
                                                              node voltage as an input to a current comparator which
When choosing small inductor values, however, discon-         turns off the output switch on a cycle-by-cycle basis as
tinuous mode will occur at much higher output load            peak switch current is reached. The internal clamp on the
currents. The limit to the smallest inductor value that can   VC node, nominally 2V, then acts as an output switch peak
be chosen is set by the LT1956 peak switch current (IP)       current limit. This action becomes the switch current limit
and the maximum output load current required given by:        specification. The maximum available output power is
                                                              then determined by the switch current limit.
IOUT(MAX) Discontinuous Mode
                                                              A potential controllability problem could occur under
= IP2 =  IP2(f)(L)(VIN)                                       short-circuit conditions. If the power supply output is
                                                              short circuited, the feedback amplifier responds to the low
2(ILP-P ) 2(VOUT + VF )(VIN VOUT - VF )                     output voltage by raising the control voltage, VC, to its
                                                              peak current limit value. Ideally, the output switch would
Example: For VIN = 15V, VOUT = 5V, VF = 0.63V, f = 500kHz     be turned on, and then turned off as its current exceeded
and L = 4H                                                   the value indicated by VC. However, there is finite response
                                                              time involved in both the current comparator and turnoff
   IOUT(MAX) Discontinuous Mode                               of the output switch. These result in a minimum on time
   = 1.52(500 103)(4 10-6)(15)                              tON(MIN). When combined with the large ratio of VIN to
                                                              (VF + I R), the diode forward voltage plus inductor I R
       2(5 + 0.63)(15 5 0.63)                             voltage drop, the potential exists for a loss of control.
                                                              Expressed mathematically the requirement to maintain
   IOUT(MAX) Discontinuous Mode = 0.639A                      control is:
What has been shown here is that if high inductor ripple
current and discontinuous mode operation can be toler-        f    tON    VF  +IR
ated, small inductor values can be used. If a higher output                    VIN

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

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                                                              capacitor may potentially be starting from 0V. This re-
where:
                                                              quires that the part obey the overall duty cycle demanded
f = switching frequency
tON = switch minimum on time                                  by the loop, related to VIN and VOUT, as the output voltage
VF = diode forward voltage                                    rises to its target value. It is recommended that for [VIN/
VIN = input voltage                                           (VOUT + VF)] ratios > 4, a soft-start circuit should be used
I R = inductor I R voltage drop                           to control the output capacitor charge rate during start-up

If this condition is not observed, the current will not be    or during recovery from an output short circuit, thereby
limited at IPK, but will cycle-by-cycle ratchet up to some
higher value. Using the nominal LT1956 clock frequency        adding additional control over peak inductor current. See
of 500KHz, a VIN of 12V and a (VF + I R) of say 0.7V, the
maximum tON to maintain control would be approximately        Buck Converter with Adjustable Soft-Start later in this
116ns, an unacceptably short time.
                                                              data sheet.
The solution to this dilemma is to slow down the oscillator
when the FB pin voltage is abnormally low thereby indicat-    OUTPUT CAPACITOR
ing some sort of short-circuit condition. Oscillator fre-
quency is unaffected until FB voltage drops to about 2/3 of   The LT1956 will operate with either ceramic or tantalum
its normal value. Below this point the oscillator frequency   output capacitors. The output capacitor is normally cho-
decreases roughly linearly down to a limit of about 100kHz.   sen by its effective series resistance (ESR), because this
This lower oscillator frequency during short-circuit condi-   is what determines output ripple voltage. The ESR range
tions can then maintain control with the effective mini-      for typical LT1956 applications using a tantalum output
mum on time. Even with frequency foldback, however, the       capacitor is 0.05 to 0.2. A typical output capacitor is an
LT1956 will not survive a permanent output short at the       AVX type TPS, 100F at 10V, with a guaranteed ESR less
absolute maximum voltage rating of VIN = 60V; this is         than 0.1. This is a "D" size surface mount solid tantalum
defined solely by internal semiconductor junction break-      capacitor. TPS capacitors are specially constructed and
down effects.                                                 tested for low ESR, so they give the lowest ESR for a given
                                                              volume. The value in microfarads is not particularly criti-
For the maximum input voltage allowed during an output        cal, and values from 22F to greater than 500F work well,
short to ground, the previous equation defining minimum       but you cannot cheat mother nature on ESR. If you find a
on-time can be used. Assuming VF (D1 catch diode) =           tiny 22F solid tantalum capacitor, it will have high ESR,
0.63V at 1A (short-circuit current is folded back to typical  and output ripple voltage will be terrible. Table 3 shows
switch current limit 0.5), I (inductor) DCR = 1A 0.128  some typical solid tantalum surface mount capacitors.
= 0.128V (L = CDRH6D28-22), typical f = 100kHz (folded
back) and typical minimum on-time = 300ns, the maxi-          Table 3. Surface Mount Solid Tantalum Capacitor ESR
mum allowable input voltage during an output short to         and Ripple Current
ground is typically:
                                                              E CASE SIZE            ESR (MAX, ) RIPPLE CURRENT (A)
   VIN = (0.63V + 0.128V)/(100kHz 300ns)
                                                              AVX TPS, Sprague 593D  0.1 to 0.3  0.7 to 1.1
   VIN(MAX) = 25V
                                                              D CASE SIZE
Increasing the DCR of the inductor will increase the maxi-
mum VIN allowed during an output short to ground but will     AVX TPS, Sprague 593D  0.1 to 0.3  0.7 to 1.1
also drop overall efficiency during normal operation.
                                                              C CASE SIZE
Every time the converter wakes up from shutdown or
undervoltage lockout to begin switching, the output           AVX TPS                0.2 (typ)   0.5 (typ)

                                                              Unlike the input capacitor, RMS ripple current in the
                                                              output capacitor is normally low enough that ripple cur-
                                                              rent rating is not an issue. The current waveform is
                                                              triangular with a typical value of 125mARMS. The formula
                                                              to calculate this is:

                                                                                                                            1956f

                                                                                                                   13
LT1956/LT1956-5

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Output capacitor ripple current (RMS):                       is to prevent excessive ripple causing dips below the mini-
                                                             mum operating voltage resulting in erratic operation.
IRIPPLE(RMS)  =  0.29(VOUT )(VIN   VOUT  )
                      (L)(f)(VIN)                            Depending on how the LT1956 circuit is powered up you
                                                             may need to check for input voltage transients.
Ceramic Capacitors
                                                             The input voltage transients may be caused by input
Ceramic capacitors are generally chosen for their good       voltage steps or by connecting the LT1956 converter to an
high frequency operation, small size and very low ESR        already powered up source such as a wall adapter. The
(effective series resistance). Their low ESR reduces         sudden application of input voltage will cause a large
output ripple voltage but also removes a useful zero in the  surge of current in the input leads that will store energy in
loop frequency response, common to tantalum capaci-          the parasitic inductance of the leads. This energy will
tors. To compensate for this, a resistor RC can be placed    cause the input voltage to swing above the DC level of input
in series with the VC compensation capacitor CC. Care        power source and it may exceed the maximum voltage
must be taken however, since this resistor sets the high     rating of input capacitor and LT1956.
frequency gain of the error amplifier, including the gain
at the switching frequency. If the gain of the error         The easiest way to suppress input voltage transients is to
amplifier is high enough at the switching frequency,         add a small aluminum electrolytic capacitor in parallel with
output ripple voltage (although smaller for a ceramic        the low ESR input capacitor. The selected capacitor needs
output capacitor) may still affect the proper operation of   to have the right amount of ESR in order to critically
the regulator. A filter capacitor CF in parallel with the    dampen the resonant circuit formed by the input lead
RC/CC network is suggested to control possible ripple at     inductance and the input capacitor. The typical values of
the VC pin. The LT1956 can be stabilized for VOUT = 5V at    ESR will fall in the range of 0.5 to 2 and capacitance will
1A using a 22F ceramic output capacitor and VC com-         fall in the range of 5F to 50F.
ponent values of CC = 4700pF, RC = 4.7k and CF = 220pF.
                                                             If tantalum capacitors are used, values in the 22F to
INPUT CAPACITOR                                              470F range are generally needed to minimize ESR and
                                                             meet ripple current and surge ratings. Care should be
Step-down regulators draw current from the input supply      taken to ensure the ripple and surge ratings are not
in pulses. The rise and fall times of these pulses are very  exceeded. The AVX TPS and Kemet T495 series are surge
fast. The input capacitor is required to reduce the voltage  rated. AVX recommends derating capacitor operating
ripple this causes at the input of LT1956 and force the      voltage by 2 for high surge applications.
switching current into a tight local loop, thereby minimiz-
ing EMI. The RMS ripple current can be calculated from:      CATCH DIODE

( ) IRIPPLE(RMS)CIN = IOUT                                   Highest efficiency operation requires the use of a Schottky
                 VOUT VIN VOUT                             type diode. DC switching losses are minimized due to its
                        VIN2                                 low forward voltage drop, and AC behavior is benign due
                                                             to its lack of a significant reverse recovery time. Schottky
Ceramic capacitors are ideal for input bypassing. At 500kHz  diodes are generally available with reverse voltage ratings
switching frequency, the energy storage requirement of       of up to 60V and even 100V, and are price competitive with
the input capacitor suggests that values in the range of     other types.
2.2F to 10F are suitable for most applications. If opera-
tion is required close to the minimum input required by the  The use of so-called "ultrafast" recovery diodes is gener-
output of the LT1956, a larger value may be required. This   ally not recommended. When operating in continuous
                                                             mode, the reverse recovery time exhibited by "ultrafast"
                                                             diodes will result in a slingshot type effect. The power

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

14
                                                                       LT1956/LT1956-5

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APPLICATIO S I FOR ATIO
                                                               A 0.1F boost capacitor is recommended for most appli-
internal switch will ramp up VIN current into the diode in an  cations. Almost any type of film or ceramic capacitor is
attempt to get it to recover. Then, when the diode has         suitable, but the ESR should be 100MHz oscilloscope must be used, and waveforms
Board layout also has a significant effect on thermal resis-    should be observed on the leads of the package. This
tance. For the GN package, Pins 1, 8, 9 and 16, GND, are        switch off spike will also cause the SW node to go below
a continuous copper plate that runs under the LT1956 die.       ground. The LT1956 has special circuitry inside which
This is the best thermal path for heat out of the package.      mitigates this problem, but negative voltages over 0.8V
Reducing the thermal resistance from Pins 1, 8, 9 and 16        lasting longer than 10ns should be avoided. Note that
onto the board will reduce die temperature and increase         100MHz oscilloscopes are barely fast enough to see the
the power capability of the LT1956. This is achieved by         details of the falling edge overshoot in Figure 7.
providing as much copper area as possible around these
pins. Adding multiple solder filled feedthroughs under and      A second, much lower frequency ringing is seen during
around these four corner pins to the ground plane will also     switch off time if load current is low enough to allow the
help. Similar treatment to the catch diode and coil termi-      inductor current to fall to zero during part of the switch off
nations will reduce any additional heating effects. For the     time (see Figure 8). Switch and diode capacitance resonate
FE package, the exposed pad should be soldered to the           with the inductor to form damped ringing at 1MHz to 10
copper ground plane underneath the device.                      MHz. This ringing is not harmful to the regulator and it has
                                                                not been shown to contribute significantly to EMI. Any
PARASITIC RESONANCE                                             attempt to damp it with a resistive snubber will degrade
                                                                efficiency.
Resonance or "ringing" may sometimes be seen on the
switch node (see Figure 7). Very high frequency ringing         THERMAL CALCULATIONS
following switch rise time is caused by switch/diode/input
capacitor lead inductance and diode capacitance. Schot-         Power dissipation in the LT1956 chip comes from four
tky diodes have very high "Q" junction capacitance that         sources: switch DC loss, switch AC loss, boost circuit
can ring for many cycles when excited at high frequency.        current, and input quiescent current. The following formu-
If total lead length for the input capacitor, diode and switch  las show how to calculate each of these losses. These
path is 1 inch, the inductance will be approximately 25nH.      formulas assume continuous mode operation, so they
At switch off, this will produce a spike across the NPN         should not be used for calculating efficiency at light load
output device in addition to the input voltage. At higher       currents.
currents this spike can be in the order of 10V to 20V or
higher with a poor layout, potentially exceeding the abso-      Switch loss:
lute max switch voltage. The path around switch, catch
diode and input capacitor must be kept as short as              PSW  =    RSW (IOUT )2 ( VOUT )  +  tEFF(1/2)(IOUT)(VIN)(f)
possible to ensure reliable operation. When looking at this,
                                                                                   VIN

            SW RISE  SW FALL                                    10V/DIV                                       SWITCH NODE
                                                                                                              VOLTAGE

    2V/DIV

                                                                0.2A/DIV                                      INDUCTOR
                                                                                                              CURRENT AT
                                                                                                              IOUT = 0.1A

                                                                          VIN = 25V  500ns/DIV      1956 F08
                                                                          VOUT = 5V
                     50ns/DIV  1956 F07                                   L = 15H

            Figure 7. Switch Node Resonance                               Figure 8. Discontinuous Mode Ringing

                                                                                                                                                                      1956f

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                                                                                LT1956/LT1956-5

                     U W UU
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Boost current loss:                                       PDIODE  =  (VF )(VIN   VOUT)(ILOAD)
                                                                                 VIN
              VOUT2
( ) PBOOST
           =         IOUT / 36                            VF = Forward voltage of diode (assume 0.63V at 1A)
                     VIN

Quiescent current loss:                                              (0.63)(12   5 )(1)
                                                                            12
  PQ = VIN(0.0015) + VOUT(0.003)                          PDIODE  =                       =  0.37W

   RSW = switch resistance ( 0.3) hot                     Notice that the catch diode's forward voltage contributes
   tEFF = effective switch current/voltage overlap time   a significant loss in the overall system efficiency. A larger,
                                                          low VF diode can improve efficiency by several percent.
       = (tr + tf + tIr + tIf)
   tr = (VIN/1.2)ns                                          PINDUCTOR = (ILOAD)(LDCR)
   tf = (VIN/1.7)ns                                          LDCR = inductor DC resistance (assume 0.1)
   tIr = tIf = (IOUT/0.05)ns                                 PINDUCTOR = (1)(0.1) = 0.1W
   f = switch frequency
                                                          Typical thermal resistance of the board is 10C/W. Taking
Example: with VIN = 12V, VOUT = 5V and IOUT = 1A:         the catch diode and inductor power dissipation into ac-
                                                          count and using the example calculations for LT1956 dis-
= (0.3)(1)2(5) +                                          sipation, the LT1956 die temperature will be estimated as:

       12                                                    TJ = TA + (JA PTOT) + (10 [PDIODE + PINDUCTOR])
( ) ( ) PSW
                       5710-9    (1/2)(1)(12) 500 10 3  With the GN16 package (JA = 85C/W), at an ambient
                                                          temperature of 70C:
= 0.125 + 0.171= 0.296W
                                                             TJ = 70 + (85 0.39) + (10 0.47) = 108C
PBOOST  =  (5)2(1/36)  =  0.058W
                                                          With the TSSOP package (JA = 45C/W) at an ambient
               12                                         temperature of 70C:

PQ = 12(0.0015) + 5(0.003) = 0.033W                          TJ = 70 + (45 0.37) + (10 0.47) = 91C

Total power dissipation in the IC is given by:            Die temperature can peak for certain combinations of
                                                          VIN, VOUT and load current. While higher VIN gives greater
   PTOT = PSW + PBOOST + PQ                               switch AC losses, quiescent and catch diode losses, a
        = 0.296W + 0.058W + 0.033W = 0.39W                lower VIN may generate greater losses due to switch DC
                                                          losses. In general, the maximum and minimum VIN levels
Thermal resistance for the LT1956 packages is influenced  should be checked with maximum typical load current for
by the presence of internal or backside planes.           calculation of the LT1956 die temperature. If a more
                                                          accurate die temperature is required, a measurement of
SSOP (GN16) Package: With a full plane under the GN16     the SYNC pin resistance (to GND) can be used. The SYNC
package, thermal resistance will be about 85C/W.         pin resistance can be measured by forcing a voltage no
                                                          greater than 0.5V at the pin and monitoring the pin
TSSOP (Exposed Pad) Package: With a full plane under the  current over temperature in a oven. This should be done
TSSOP package, thermal resistance (JA) will be about      with minimal device power (low VIN and no switching
45C/W.                                                   [VC = 0V]) in order to calibrate SYNC pin resistance with
                                                          ambient (oven) temperature.
To calculate die temperature, use the proper thermal
resistance (JA) number for the desired package an add in
worst-case ambient temperature:

   TJ = TA + (JA PTOT)

When estimating ambient, remember the nearby catch
diode and inductor will also be dissipating power.

                                                                                                             1956f

                                                                                                    19
LT1956/LT1956-5

   U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

Note: Some of the internal power dissipation in the IC, due  A zener, D4, placed in series with D2 (see Figure 9), drops
to BOOST pin voltage, can be transferred outside of the IC   voltage to C2.
to reduce junction temperature by increasing the voltage
drop in the path of the boost diode D2 (see Figure 9). This  Example:
reduction of junction temperature inside the IC will allow
higher ambient temperature operation for a given set of      The BOOST pin power dissipation for a 20V input to 12V
conditions. BOOST pin circuitry dissipates power given by:   output conversion at 1A is given by:

( ) PDISS                                                        PBOOST  =  12 (1/ 36) 12      =  0.2W
               VOUT     ISW / 36    VC2
(BOOST Pin) =            VIN                                                        20

Typically, VC2 (the boost voltage across the capacitor C2)   If a 7V zener is placed in series with D2, then power
equals VOUT. This is because diodes D1 and D2 can be         dissipation becomes:
considered almost equal, where:
                                                                  PBOOST  =  12 (1/ 36) 5  =   0.084W

   VC2 = VOUT VF(D2) [VF(D1)] = VOUT.                                         20

Hence, the equation for boost circuitry power dissipation    For an FE package with thermal resistance of 45C/W,
given in the previous Thermal Calculations section, is       ambient temperature savings would be:
stated as:
                                                                  T (ambient) savings = 0.116W 45C/W = 5C

( ) PDISS(BOOST)                                             For a GN package with thermal resistance of 85C/W,
=  VOUT          ISW / 36   VOUT                           ambient temperature savings would be:
                    VIN
                                                                  T (ambient) savings = 0.116W 85C/W = 10C

Here it can be seen that boost power dissipation increases   The 7V zener should be sized for excess of 0.116W
                                                             operation. The tolerances of the zener should be consid-
as the square of VOUT. It is possible, however, to reduce    ered to ensure minimum VBOOST exceeds 3.3V + VDROOP.
VC2 below VOUT to save power dissipation by increasing
the voltage drop in the path of D2. Care should be taken                                                    D2 D4

that VC2 does not fall below the minimum 3.3V boost                                                         D2
voltage required for full saturation of the internal power
                                                                                   BOOST               C2       L1
switch. For output voltages of 5V, VC2 is approximately 5V.
During switch turn on, VC2 will fall as the boost capacitor  VIN             VIN LT1956 SW                              VOUT
C2 is discharged by the BOOST pin. In the previous BOOST
                                                                  C3         SHDN         BIAS
Pin section, the value of C2 was designed for a 0.7V droop
                                                                                                                    R1 +
in VC2 (= VDROOP). Hence, an output voltage as low as 4V
would still allow the minimum 3.3V for the boost function                                                                         C1

using the C2 capacitor calculated.

                                                                             SYNC              FB

If a target output voltage of 12V is required, however, an                   GND               VC      D1           R2
excess of 8V is placed across the boost capacitor which is
not required for the boost function but still dissipates                           RC              CF
additional power.
                                                                                   CC

What is required is a voltage drop in the path of D2 to                                                                                                                                                               1956 F09
achieve minimal power dissipation while still maintaining
minimum boost voltage across C2.                                          Figure 9. BOOST Pin, Diode Selection

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

20
                                                                LT1956/LT1956-5

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APPLICATIO S I FOR ATIO
                                                                circuits, read the Layout Considerations section first.
Input Voltage vs Operating Frequency Considerations             Common layout errors that appear as stability problems
                                                                are distant placement of input decoupling capacitor and/
The absolute maximum input supply voltage for the LT1956        or catch diode, and connecting the VC compensation to a
is specified at 60V. This is based on internal semiconduc-      ground track carrying significant switch current. In addi-
tor junction breakdown effects. The practical maximum           tion, the theoretical analysis considers only first order
input supply voltage for the LT1956 may be less than 60V        non-ideal component behavior. For these reasons, it is
due to internal power dissipation or switch minimum on          important that a final stability check is made with produc-
time considerations.                                            tion layout and components.

For the extreme case of an output short-circuit fault to        The LT1956 uses current mode control. This alleviates
ground, see the section Short-Circuit Considerations.           many of the phase shift problems associated with the
                                                                inductor. The basic regulator loop is shown in Figure 10.
A detailed theoretical basis for estimating internal power      The LT1956 can be considered as two gm blocks, the error
dissipation is given in the Thermal Calculations section.       amplifier and the power stage.
This will allow a first pass check of whether an application's
maximum input voltage requirement is suitable for the           Figure 11 shows the overall loop response. At the VC pin,
LT1956. Be aware that these calculations are for DC input       the frequency compensation components used are:
voltages and that input voltage transients as high as 60V       RC = 2.2k, CC = 0.022F and CF = 220pF. The output
are possible if the resulting increase in internal power        capacitor used is a 100F, 10V tantalum capacitor with
dissipation is of insufficient time duration to raise die       typical ESR of 100m.
temperature significantly. For the FE package, this means
high voltage transients on the order of hundreds of milli-      The ESR of the tantalum output capacitor provides a useful
seconds are possible. If LT1956 (FE package) thermal            zero in the loop frequency response for maintaining stabil-
calculations show power dissipation is not suitable for the     ity. This ESR, however, contributes significantly to the
given application, the LT1766 (FE package) is a recom-          ripple voltage at the output (see Output Ripple Voltage in
mended alternative since it is identical to the LT1956 but      the Applications Information section). It is possible to
runs cooler at 200kHz.                                          reduce capacitor size and output ripple voltage by replac-
                                                                ing the tantalum output capacitor with a ceramic output
Switch minimum on time is the other factor that may limit       capacitor because of its very low ESR. The zero provided
the maximum operational input voltage for the LT1956 if         by the tantalum output capacitor must now be reinserted
pulse-skipping behavior is not allowed. For the LT1956,         back into the loop. Alternatively, there may be cases
pulse-skipping may occur for VIN/(VOUT + VF) ratios > 4.        where, even with the tantalum output capacitor, an addi-
(VF = Schottky diode D1 forward voltage drop, Figure 5.)        tional zero is required in the loop to increase phase margin
If the LT1766 is used, the ratio increases to 10. Pulse-        for improved transient response.
skipping is the regulator's way of missing switch pulses to
maintain output voltage regulation. Although an increase        A zero can be added into the loop by placing a resistor (RC)
in output ripple voltage can occur during pulse-skipping,       at the VC pin in series with the compensation capacitor, CC,
a ceramic output capacitor can be used to keep ripple           or by placing a capacitor (CFB) between the output and the
voltage to a minimum (see output ripple voltage compari-        FB pin.
son for tantalum vs ceramic output capacitors, Figure 3).
                                                                When using RC, the maximum value has two limitations.
FREQUENCY COMPENSATION                                          First, the combination of output capacitor ESR and RC may
                                                                stop the loop rolling off altogether. Second, if the loop gain
Before starting on the theoretical analysis of frequency        is not rolled off sufficiently at the switching frequency,
response, the following should be remembered--the worse         output ripple will perturb the VC pin enough to cause
the board layout, the more difficult the circuit will be to     unstable duty cycle switching similar to subharmonic
stabilize. This is true of almost all high frequency analog
                                                                                                                                                                                       1956f

                                                                                      21
LT1956/LT1956-5

                          +
                          

                          U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

                                                                                            80                                                 180

LT1956

CURRENT MODE                   SW                                                           60                                                 150
POWER STAGE
                ERROR                                               OUTPUT                                  GAIN
   gm = 2mho  AMPLIFIER
                                                                                            40                                                 120
                                    CFB R1                                                                                                          PHASE (DEG)
                                FB            RLOAD            TANTALUM CERAMIC  GAIN (dB)  20                                                 90
                            1.22V            R2
                      gm =                                     ESR          ESL                      PHASE
                  2000mho
                                                     +                                      0                                                  60
             RO
            200k

                                                               C1           C1

GND     VC                                                                                  20                                                30

        RC                                                                                  40  10  100          1k                           0
                                                                                                                         10k 100k 1M
              CF
                                                                                                            FREQUENCY (Hz)
        CC                                                                                                                           1956 F11

                                                     1956 F10                                    VIN = 12V               RC = 2.2k
                                                                                                 VOUT = 5V               CC = 22nF
                                                                                                 ILOAD = 500mA           CF = 220pF
                                                                                                 COUT = 100F, 10V, 0.1

              Figure 10. Model for Loop Response                                                 Figure 11. Overall Loop Response

oscillations. If needed, an additional capacitor (CF) can be                CONVERTER WITH BACKUP OUTPUT REGULATOR
added across the RC/CC network from the VC pin to ground
to further suppress VC ripple voltage.                                      In systems with a primary and backup supply, for ex-
                                                                            ample, a battery powered device with a wall adapter input,
With a tantalum output capacitor, the LT1956 already                        the output of the LT1956 can be held up by the backup
includes a resistor (RC) and filter capacitor (CF) at the VC                supply with the LT1956 input disconnected. In this condi-
pin (see Figures 10 and 11) to compensate the loop over                     tion, the SW pin will source current into the VIN pin. If the
the entire VIN range (to allow for stable pulse skipping for                SHDN pin is held at ground, only the shut down current of
high VIN-to-VOUT ratios  4). A ceramic output capacitor                     25A will be pulled via the SW pin from the second supply.
can still be used with a simple adjustment to the resistor                  With the SHDN pin floating, the LT1956 will consume its
RC for stable operation (see Ceramic Capacitors section                     quiescent operating current of 1.5mA. The VIN pin will also
for stabilizing LT1956). If additional phase margin is                      source current to any other components connected to the
required, a capacitor (CFB) can be inserted between the                     input line. If this load is greater than 10mA or the input
output and FB pin but care must be taken for high output                    could be shorted to ground, a series Schottky diode must
voltage applications. Sudden shorts to the output can                       be added, as shown in Figure 12. With these safeguards,
create unacceptably large negative transients on the FB                     the output can be held at voltages up to the VIN absolute
pin.                                                                        maximum rating.

For VIN-to-VOUT ratios < 4, higher loop bandwidths are                      BUCK CONVERTER WITH ADJUSTABLE SOFT-START
possible by readjusting the frequency compensation com-
ponents at the VC pin.                                                      Large capacitive loads or high input voltages can cause
                                                                            high input currents at start-up. Figure 13 shows a circuit
When checking loop stability, the circuit should be oper-                   that limits the dv/dt of the output at start-up, controlling
ated over the application's full voltage, current and tem-                  the capacitor charge rate. The buck converter is a typical
perature range. Proper loop compensation may be obtained                    configuration with the addition of R3, R4, CSS and Q1.
by empirical methods as described in Application Notes 19                   As the output starts to rise, Q1 turns on, regulating switch
and 76.

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

22
                                                                                                                  LT1956/LT1956-5

             U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

                                                                                                 MMSD914TI

                                D3                       BOOST                    C2        L1
                           10MQ060N                                            0.1F      18H

             REMOVABLE     R3                      VIN LT1956 SW                      D1
                    INPUT  54k                                                        10MQ060N
                                                                                                                  5V, 1A
                                                                  BIAS                                                    ALTERNATE
                                                                                                                            SUPPLY
                                                   SHDN                                             R1
                                                                                                    15.4k                               1956 F12
                                                   SYNC                FB                                         C1
                                                                                                          +
                                                    GND           VC                                              100F
                                                                                                    R2            10V
                           R4                                                                       4.99k

                           25k         C3                   RC             CF
                                                            2.2k           220pF
                                       2.2F
                                                              CC
                                                              0.022F

                                   Figure 12. Dual Source Supply with 25A Reverse Leakage

                                                                                        D2
                                                                                   MMSD914TI

                                              BOOST BIAS                  C2           L1                         OUTPUT
                                                                       0.1F          18H                        5V
                           INPUT              VIN             SW                                                  1A
                              12V                                              D1             +
                                   C3
                                                                                             C1     R1
                                   2.2F            LT1956                               100F      15.4k
                                   CERAMIC
                                                                                                    R2
                                              SHDN            FB                                    4.99k

                                              SYNC GND VC                                               1766 F13

                                                                           Q1         R3      CSS
                                                                                              15nF
                                                                  CF                  2k
                                                   RC             220pF
                                                   2.2k
                                                                                      R4
                                                     CC                               47k
                                                     0.022F

                                       Figure 13. Buck Converter with Adjustable Soft-Start

current via the VC pin to maintain a constant dv/dt at the                 The ramp is linear and rise times in the order of 100ms are
output. Output rise time is controlled by the current                      possible. Since the circuit is voltage controlled, the ramp
through CSS defined by R4 and Q1's VBE. Once the output                    rate is unaffected by load characteristics and maximum
is in regulation, Q1 turns off and the circuit operates                    output current is unchanged. Variants of this circuit can be
normally. R3 is transient protection for the base of Q1.                   used for sequencing multiple regulator outputs.

         (R4)(CSS )(VOUT )                                                 DUAL POLARITY OUTPUT CONVERTER

   RiseTime =                                                              The circuit in Figure 14a generates both positive and
                         VBE                                               negative 5V outputs with all components under 3mm
                                                                           height. The topology for the 5V output is a standard buck
Using the values shown in Figure 10,                                       converter. The 5V output uses a second inductor L2,
                                                                           diode D3 and output capacitor C6. The capacitor C4
Rise Time =  ( )( ) 47 103 15 109 (5)    = 5ms
                                                                                                                                                                                                  1956f
                           0.7
                                                                                                 23
LT1956/LT1956-5

             U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO

                                                                                     D2
                                                                                MMSD914TI

                                                                           C2
                                                                        0.1F

                               VIN                    BOOST                           L1*
                      9V TO 12V                                                     15H
                  (TRANSIENTS                VIN                    SW                                              VOUT1**
                                                                                         R1                         5V
                         TO 36V)                      LT1956                          15.4k
                                                                                                   + C5
                                    C3       SHDN                                        R2
                                 2.2F                                                4.99k               10F
                                  50V        SYNC                   FB          D1                        6.3V
                            CERAMIC                                             B0540W                    CER
                                             GND                    VC

                                                        RC              CF
                                                        2.2k            220pF

                                                          CC
                                                          3300pF

                  GND

                                                                          C4 +                     C6 +

                                  *SUMIDA CDRH4D28-150                  10F    L2*                10F
                                                                        6.3V
                                 **SEE FIGURE 14c FOR VOUT1, VOUT2                      6.3V CER
                                    LOAD CURRENT RELATIONSHIP            CER
                                                                                                                                                                                     VOUT2**
                                  IF LOAD CAN GO TO ZERO, AN OPTIONAL                                                                                                                5V

                                 PRELOAD OF 500 CAN BE                             D3                                                                                               1956 F14a
                                                                                B0540W
                                 USED TO IMPROVE REGULATION

                                             Figure 14a. Dual Polarity Output Converter

500                                          5.30                                                                                                                           100

                                             5.25                                                                                                                                   VOUT1 LOAD CURRENT
VOUT2 MAXIMUM LOAD CURRENT (mA)450                                                                                                                                          90               750mA
                                                                             |VOUT2| (V)VOUT1 LOAD CURRENT
400                                          5.20     750mA                                                                                                                 80
                                                                                                                                                            EFFICIENCY (%)
350                                          5.15                                                                                                                           70      VOUT1 LOAD CURRENT
                                                                                                                                                                                             250mA
                                             5.10                   VOUT1 LOAD CURRENT
300                                                                 500mA                                                                                                   60

250                                          5.05

                                             5.00                       VOUT1 LOAD CURRENT                                                                                  50
                                                                        250mA
200                                                                                                                                                                         40
                                             4.95

150                                          4.90                                                                                                                           30

100                                          4.85                                                                                                                           20

50                                           4.80                                                                                                                           10

0                                            4.75                                                                                                                           0
                                                   0
     0  200  400  600                   800             100 200 300 400 500 600                                                                                                  0  100 200 300 400 500
                                                           VOUT2 LOAD CURRENT (mA)
        VOUT1 LOAD CURRENT (mA)                                                                                                                                                     VOUT2 LOAD CURRENT (mA)

                                 1956 F15b                                              1956 F14c                                                                                                            1956 F14d

     Figure 14b. VOUT2 (5V) Maximum                  Figure 14c. VOUT2 (5V) Output                                                                                                Figure 14d. Dual Polarity Output
     Allowable Load Current vs VOUT1                  Voltage vs Load Current                                                                                                       Converter Efficiency
     (5V) Load Current

couples energy to L2 and ensures equal voltages across                  transformer becomes available to provide a better height/
L2 and L1 during steady state. Instead of using a trans-                cost solution, refer to the dual output SEPIC circuit de-
former for L1 and L2, uncoupled inductors were used                     scription in Design Note 100 for correct transformer
because they require less height than a single transformer,             connection.
can be placed separately in the circuit layout for optimized
space savings and reduce overall cost. This is true even                During switch on-time, in steady state, the voltage across
when the uncoupled inductors are sized (twice the value of              both L1 and L2 is positive and equal; with energy (and
inductance of the transformer) in order to keep ripple                  current) ramping up in each inductor. The current in L2 is
current comparable to the transformer solution. If a single             provided by the coupling capacitor C4. During switch off-
                                                                        time, current ramps downward in each inductor. The
24
                                                                                                                                                                                               1956f
                                                                                                     LT1956/LT1956-5

             U W UU
APPLICATIO S I FOR ATIO
                                                                                    IP        (VIN  )+(VVOINU)T()f)(L)(VOUT  )(VIN    0.3)
current in L2 and C4 flows via the catch diode D3, charging                                2(VOUT
the negative output capacitor C6. If the negative output is                IMAX  =
not loaded enough, it can go severely unregulated (be-                                     (VOUT + VIN 0.3)(VOUT + VF )
come more negative). Figure 14b shows the maximum
allowable 5V output load current (vs load current on the                  IP = maximum rated switch current
5V output) that will maintain the 5V output within 3%                     VIN = minimum input voltage
tolerance. Figure 14c shows the 5V output voltage regu-                   VOUT = output voltage
lation vs its own load current when plotted for three                      VF = catch diode forward voltage
separate load currents on the 5V output. The efficiency of                 0.3 = switch voltage drop at 1.5A
the dual output converter circuit shown in Figure 14a is
given in Figure 14d.                                                       Example: with VIN(MIN) = 5.5V, VOUT = 12V, L = 15H,
                                                                           VF = 0.63V, IP = 1.5A: IMAX = 0.36A.

POSITIVE-TO-NEGATIVE CONVERTER                                             INDUCTOR VALUE

The circuit in Figure 15 is a positive-to-negative topology                The criteria for choosing the inductor is typically based on
using a grounded inductor. It differs from the standard                    ensuring that peak switch current rating is not exceeded.
approach in the way the IC chip derives its feedback signal                This gives the lowest value of inductance that can be used,
because the LT1956 accepts only positive feedback sig-                     but in some cases (lower output load currents) it may give
nals. The ground pin must be tied to the regulated negative                a value that creates unnecessarily high output ripple
output. A resistor divider to the FB pin, then provides the                voltage.
proper feedback voltage for the chip.
                                                                           The difficulty in calculating the minimum inductor size
The following equation can be used to calculate maximum                    needed is that you must first decide whether the switcher
load current for the positive-to-negative converter:                       will be in continuous or discontinuous mode at the critical
                                                                           point where switch current reaches 1.5A. The first step is
                                  D2                                       to use the following formula to calculate the load current
                             MMSD914TI                                     above which the switcher must use continuous mode. If
                                                                           your load current is less than this, use the discontinuous
VIN          BOOST           C2                                            mode formula to calculate minimum inductor needed. If
12V                          0.1F L1*                                     load current is higher, use the continuous mode formula.
        VIN          SW
    C3                                    7H                              Output current where continuous mode is needed:
2.2F       LT1956
                                                R1
   25V                                        36.5k

        GND          VC  FB

                     CC      D1            +         C1
             CF              10MQO60N                100F
                                       R2            20V TANT
                   RC                  4.12k                               ICONT >             (VIN)2(IP )2
                                                       OUTPUT**                     4(VIN + VOUT)(VIN + VOUT + VF )
                                                       12V, 0.25A

* INCREASE L1 TO 10H OR 18H FOR HIGHER CURRENT APPLICATIONS.  1956 F15  Minimum inductor discontinuous mode:
    SEE APPLICATIONS INFORMATION
                                                                                    2(VOUT )(IOUT )
** MAXIMUM LOAD CURRENT DEPENDS ON MINIMUM INPUT VOLTAGE                               (f)(IP )2
     AND INDUCTOR SIZE. SEE APPLICATIONS INFORMATION

        Figure 15. Positive-to-Negative Converter                          LMIN  =

                                                                                                                                              1956f

                                                                                                                                     25
LT1956/LT1956-5

PACKAGE DESCRIPTIO                 U

Minimum inductor continuous mode:                             The output capacitor ripple current for the positive-to-
                                                              negative converter is similar to that for a typical buck
LMIN  =               (VIN)(VOUT )                            regulator--it is a triangular waveform with peak-to-peak
                                                              value equal to the peak-to-peak triangular waveform of the
         2(f)(VIN  +  VOUT )IP    IOUT 1+  (VOUT +  VF  )    inductor. The low output ripple design in Figure 14 places
                                                VIN           the input capacitor between VIN and the regulated negative
                                                              output. This placement of the input capacitor significantly
                                                              reduces the size required for the output capacitor (versus
For a 12V to 12V converter using the LT1956 with peak        placing the input capacitor between VIN and ground).
switch current of 1.5A and a catch diode of 0.63V:
                                                              The peak-to-peak ripple current in both the inductor and
ICONT >               (12)2(1.5)2           = 0.370A          output capacitor (assuming continuous mode) is:

         4(12 + 12)(12 + 12 + 0.63)

For a load current of 0.25A, this says that discontinuous     IP-P  =  DC    VIN
mode can be used and the minimum inductor needed is                      f  L
found from:

LMIN  =     2(12)(0.25)     =   5.3H                         DC = Duty Cycle = VOUT + VF
         (500 103)(1.5)2                                                          VOUT + VIN + VF

In practice, the inductor should be increased by about        ICOUT (RMS) =        IP-P
30% over the calculated minimum to handle losses and                                12
variations in value. This suggests a minimum inductor of
7H for this application.                                     The output ripple voltage for this configuration is as low as
                                                              the typical buck regulator based predominantly on the
Ripple Current in the Input and Output Capacitors             inductor's triangular peak-to-peak ripple current and the
                                                              ESR of the chosen capacitor (see Output Ripple Voltage in
Positive-to-negative converters have high ripple current      Applications Information).
in the input capacitor. For long capacitor lifetime, the
RMS value of this current must be less than the high          Diode Current
frequency ripple current rating of the capacitor. The
following formula will give an approximate value for RMS      Average diode current is equal to load current. Peak diode
ripple current. This formula assumes continuous mode          current will be considerably higher.
and large inductor value. Small inductors will give some-
what higher ripple current, especially in discontinuous       Peak diode current:
mode. The exact formulas are very complex and appear
in Application Note 44, pages 29 and 30. For our pur-         Continuous Mode =
poses here I have simply added a fudge factor (ff). The
value for ff is about 1.2 for higher load currents and L      IOUT  (VIN  + VOUT   )  +      (VIN )(VOUT )
15H. It increases to about 2.0 for smaller inductors at                  VIN            2(L)(f)(VIN + VOUT
lower load currents.                                                                                         )

                                                              Discontinuous Mode = 2(IOUT)(VOUT)
                                                                                                (L)(f)

Capacitor IRMS = (ff)(IOUT)        VOUT                       Keep in mind that during start-up and output overloads,
                                    VIN                       average diode current may be much higher than with
                                                              normal loads. Care should be used if diodes rated less than
ff = 1.2 to 2.0                                               1A are used, especially if continuous overload conditions
                                                              must be tolerated.

                                                                                                                                                                                                                                                               1956f

26
                                                                                   LT1956/LT1956-5

PACKAGE DESCRIPTIO        U

                                                   FE Package
                                       16-Lead Plastic TSSOP (4.4mm)
                                       (Reference LTC DWG # 05-08-1663)

                                          Exposed Pad Variation BB

                           3.58                                  4.90 5.10*
                          (.141)                                (.193 .201)

                                                                     3.58
                                                                    (.141)
                                                        16 1514 13 12 1110 9

6.60 0.10                              2.94
        4.50 0.10                     (.116)

                      SEE NOTE 4                                                                                       2.94 6.40
                                                                                                                      (.116) BSC
                                   0.45 0.05

                                       1.05 0.10

                          0.65 BSC                      12345678
    RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

                     4.30 4.50*                                                                                      1.10
                    (.169 .177)                                                                                     (.0433)

                                                                                                                       MAX

                                               0 8

  0.09 0.20          0.45 0.75                       0.65                       0.05 0.15
(.0036 .0079)       (.018 .030)                     (.0256)                    (.002 .006)

                                                         BSC                             FE16 (BB) TSSOP 0203
                                                                    0.195 0.30
NOTE:
1. CONTROLLING DIMENSION: MILLIMETERS                             (.0077 .0118)

2.  DIMENSIONS   ARE  IN  MILLIMETERS          4. RECOMMENDED MINIMUM PCB METAL SIZE
                             (INCHES)             FOR EXPOSED PAD ATTACHMENT

3. DRAWING NOT TO SCALE                        *DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH
                                                SHALL NOT EXCEED 0.150mm (.006") PER SIDE

    Information furnished by Linear Technology Corporation is believed to be accurate and reliable.                                        1956f
    However, no responsibility is assumed for its use. Linear Technology Corporation makes no represen-
    tation that the interconnection of its circuits as described herein will not infringe on existing patent rights.              27
LT1956/LT1956-5

PACKAGE DESCRIPTIO                U

                                                                GN Package
                                               16-Lead Plastic SSOP (Narrow .150 Inch)

                                                     (Reference LTC DWG # 05-08-1641)

                                               .045 .005                                                   .189 .196*   .009
                                               .150 .165                                               (4.801 4.978)
                                                                                                                          (0.229)
                                                                                                 16 15 14 13 12 11 10 9     REF

            .254 MIN

                                                                                  .229 .244                               .150 .157**
                                                                                (5.817 6.198)                           (3.810 3.988)

            .0165 .0015                                 .0250 TYP

            RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

                                                                                                 1 234 5678

                                                           .015 .004    45    .053 .068     .004 .0098
                                                          (0.38 0.10)         (1.351 1.727)  (0.102 0.249)

         .007 .0098                            0 8 TYP
        (0.178 0.249)

                           .016 .050                                            .008 .012     .0250
                         (0.406 1.270)                                        (0.203 0.305)  (0.635)

        NOTE:                                                                                     BSC
        1. CONTROLLING DIMENSION: INCHES
                                                                                                                       GN16 (SSOP) 0502
        2.  DIMENSIONS   ARE  IN       INCHES
                                  (MILLIMETERS)

        3. DRAWING NOT TO SCALE

        *DIMENSION DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH
         SHALL NOT EXCEED 0.006" (0.152mm) PER SIDE

        **DIMENSION DOES NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH. INTERLEAD
           FLASH SHALL NOT EXCEED 0.010" (0.254mm) PER SIDE

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PART NUMBER DESCRIPTION                                                         COMMENTS
                                                                                Up to 64V Input, 100kHz, 5A and 2A
LT1074/LT1076/ Step-Down Switching Regulators
LT1076HV                                                                        Up to 75V Input, 60kHz Operation
                                                                                Up to 42V, 6A, 500kHz Switch
LT1082  1A High Voltage/Efficiency Switching Voltage Regulator                  Up to 35V, 3A, 500kHz Switch
                                                                                Operation Up to 25V Input, Synchronizable (LT1375),
LT1370  High Efficiency DC/DC Converter                                         N8, S8, S16
                                                                                3.6V to 25V VIN, 6-Lead ThinSOTTM
LT1371  High Efficiency DC/DC Converter                                         7.4V to 60V VIN, 100kHz Operation, 700mA Internal Switch, S8
                                                                                VIN: 3V to 25V; VREF = 1.2V; S8, TSSOP-16E
LT1375/LT1376 1.5A, 500kHz Step-Down Switching Regulators                       Exposed Pad
                                                                                5.5V to 60V Input, 200kHz Operation, 1.5A Internal Switch,
LT1616  600mA, 1.4MHz Step-Down Switching Regulator                             TSSOP-16E
LT1676  Wide Input Range, High Efficiency, Step-Down Switching Regulator        VIN: 3V to 25V; VREF = 1.2V; MS8
LT1765  Monolithic 3A, 1.25MHz Step-Down Regulator                              Up to 7.4V to 60V, 200kHz Operation, 700mA Internal Switch,
                                                                                TSSOP-16E
LT1766  Wide Input Range, High Efficiency, Step-Down Switching Regulator        Operation Up to 48V, Controlled Voltage
                                                                                and Current Slew Rates, S16
LT1767  Monolithic 1.5A, 1.25MHz Step-Down Regulator
LT1776  Wide Input Range, High Efficiency, Step-Down Switching Regulator                                                                                                                1956f
                                                                                                                                                LT/TP 0303 2K PRINTED IN USA
LT1777  Low Noise Buck Regulator
                                                                                                                               LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2001
ThinSOT is a trademark of Linear Technology Corporation.

28 Linear Technology Corporation
             1630 McCarthy Blvd., Milpitas, CA 95035-7417
               (408) 432-1900 q FAX: (408) 434-0507 q www.linear.com
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