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UCC29422PW

器件型号:UCC29422PW
器件类别:半导体    电源管理   
厂商名称:Texas Instruments
厂商官网:http://www.ti.com/
标准:
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器件描述

Switching Controllers High Freq Multimode Sync Controller

参数

产品属性属性值
Product AttributeAttribute Value
制造商:
Manufacturer:
Texas Instruments
产品种类:
Product Category:
Switching Controllers
RoHS:YES
Number of Outputs:1 Output
Input Voltage:1.8 V to 8 V
Output Voltage:+ 2.5 V to + 8 V
最小工作温度:
Minimum Operating Temperature:
- 40 C
最大工作温度:
Maximum Operating Temperature:
+ 85 C
安装风格:
Mounting Style:
SMD/SMT
封装 / 箱体:
Package / Case:
TSSOP-20
封装:
Packaging:
Tube
产品:
Product:
Voltage Controllers
类型:
Type:
DC/DC Controllers (External Switch)
商标:
Brand:
Texas Instruments
Moisture Sensitive:Yes
产品类型:
Product Type:
Switching Controllers
工厂包装数量:
Factory Pack Quantity:
1
子类别:
Subcategory:
PMIC - Power Management ICs
单位重量:
Unit Weight:
0.006737 oz

文档预览

UCC29422PW器件文档内容

                                                               UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                             MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                               SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

  D Operation Down to an Input               simplified schematic block diagram and
                                             application circuit
        Voltage of 1.8 V
                                                                                                          1.8 V(MIN)
  D High Efficiency Boost, SEPIC or
                                                                          VPUMP                                 VIN               + 2 CELL
        Flyback (Buck-Boost) Topologies                                7                                  9
                                                                                                                                             ALKALINE/
  D Drives External FETs for
                                                               1.24 V                                                             +          NiCd OR
        High-Current Applications                              VREF                                                                          1 LI-ION

  D Up to 2-MHz Oscillator                   SYNC/SD             PWM                              CHARGE             8 CP
  D Synchronizable Fixed Frequency                         13    OSC                               PUMP
                                                                                                                     3 VOUT
        Operation                                    RT                                                 VPUMP
                                                           14                                                        2 RSEN
  D High-Efficiency Low-Power Mode                                                                                       RECT
  D High-Efficiency at Very Low-Power                                                                                                        VOUT
                                                                                                                     4
        with Programmable Variable
        Frequency Mode                                                  ANTI-                     VGD                     RSEL
                                                                       CROSS                                         19
  D Pulse-by-Pulse Current Limit                                       COND.
  D 5-A Supply Current in Shutdown                                                                                       CHRG
  D 150-A Supply Current in Sleep                                                                                   6

        Mode                                               PWM CIRCUITRY                +                                 ISENSE  50 mV TYP
                                                            CURRENT LIMIT           X10                              12
  D Selectable NMOS or PMOS
                                                              LOW POWER        ERROR 1.24 V                               PGND
        Rectification                                             MODE           AMP                                 5
                                                                  SLOPE                 +
  D Built-In Power-On Reset                                                                                               FB
                                                           COMPENSATION                                              17
        (UCC39422 Only)                                        PFM MODE
                                                                CONTROL                                                   COMP
  D Built-In Low-Voltage Detect                                                                                      18
                                             GND
        (UCC39422 Only)                            15                                                                     PFM
                                                                                                                     16
description
                                                                                                  +

  The UCC39421 family of synchronous         RESET                                          1.22V

  PWM controllers is optimized to operate            1                 200 mS  UCC39422
                                                                       RESET/     ONLY

  from dual alkaline/NiCd cells or a single                              POR                           +  1.18 V
                                                                                                  +                    RSADJ
  Lithium-Ion (Li-Ion) cell, and convert to  LOWBAT
                                                                                                                  20
  adjustable output voltages from 2.5 V to           10
                                                                                                                       VDET
  8 V. For applications where the input                                                                           11

  voltage does not exceed the output, a                                                                   1.24 V

  standard boost configuration is used.                                                                                           UDG-98122

  For other applications where the input voltage can swing above and below the output, a 1:1 coupled inductor
  (Flyback or SEPIC) is used in place of the single inductor. Fixed frequency operation can be programmed, or
  synchronized to an external clock source. In applications where (at light loads) variable frequency mode is
  acceptable, the IC can be programmed to automatically enter PFM (pulse frequency modulation) mode for an
  additional efficiency benefit.

  Synchronous rectification provides excellent efficiency at high power levels, where N- or P- type MOSFETs can
  be used. At lower power levels (between 10% and 20% of full load) where fixed frequency operation is required,
  low power mode is entered. This mode optimizes efficiency by cutting back on the gate drive of the charging
  FET. At very low power levels, the IC enters a variable frequency mode (PFM). PFM can be disabled by the user.

  Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of
  Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.

PRODUCTION DATA information is current as of publication date.                                            Copyright  2000, Texas Instruments Incorporated
Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments                                                                                              1
standard warranty. Production processing does not necessarily include
testing of all parameters.

                                                    POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                               

MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

description (continued)

       Other features include pulse-by-pulse current limiting, and a low 5-A quiescent current during shutdown. The
       UCC39422 incorporates programmable power-on reset circuitry and an uncommitted comparator for low
       voltage detection. The available packages are 20-pin TSSOP or 20-pin N for the UCC39422, and 16-pin TSSOP
       or 16-pin N for the UCC39421.

absolute maximum ratings over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)}

       Supply Voltage (VIN, VOUT,VPUMP) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 V
       CP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 V
       RSEN . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0.3 V to 12 V
       SYNC/SD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0.3 V to 5 V
       ISENSE . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0.3 V to 1 V
       Storage Temperature, Tstg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65C to 150C
       Junction Temperature, TJ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55C to 150C
       Lead Temperature (Soldering, 10 seconds) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 300C

Stresses beyond those listed under "absolute maximum ratings" may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and
  functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under "recommended operating conditions" is not
  implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.

All voltages are with respect to ground. Currents are positive into and negative out of the specified terminals. Consult the Packaging Section of
  the Databook for thermal limitations and considerations of the package.

   TSSOP-20, DIL-20                                                TSSOP-16, DIL-16
   N, PW PACKAGES                                                   N, PW PACKAGE

        (TOP VIEW)                                                     (TOP VIEW)

   RESETB 1      20 RSADJ                 RSEN 1                   16 RSEL
       RSEN 2    19 RSEL                  VOUT 2                   15 COMP
       VOUT 3    18 COMP                  RECT 3                   14 FB
       RECT 4    17 FB                    PGND 4                   13 PFM
      PGND 5     16 PFM                  CHRG 5                    12 GND
      CHRG 6     15 GND                 VPUMP 6                    11 RT
                 14 RT                                             10 SYNC/SD
    VPUMP 7      13 SYNC/SD                   CP 7                  9 ISENSE
           CP 8  12 ISENSE                   VIN 8
          VIN 9  11 VDET

   LOWBAT 10

2                     POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
                                                         UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                                   MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                        SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature range, TA = -40C to
85C for the UCC2942x, 0C to 70C for the UCC3942x, RT = 100 k, VVPUMP = 6 V, VVIN = 3 V.

              PARAMETER                                TEST CONDITIONS              MIN TYP MAX UNITS

VIN Section

Minimum start-up voltage                                                                    1.5     1.8 V

Operating current                     Not in PFM mode, No load                              35      60 A

Sleep mode current                    PFM mode,          No load                            35      60 A

Shutdown supply current               SYNC/SD = high                                        1.5     4 A

Startup frequency                     VIN = 1.8 V                                   60 120 190 kHz
Startup off time                      VIN = 1.8 V
Startup CS threshold                  VIN = 1.8 V                                           2       5 s
Minimum PUMP or VOUT voltage to exit
startup                                                                                     36      56 mV

                                                                                    2.2     2.5     2.8 V

VPUMP Section

Regulation voltage                    VVOUT=3.3 V,       See Note 1                 5.0             6.6 V
Operating current                     Outputs OFF
                                                                                            100 275 A

Sleep mode current                                                                          5       15 A

Shutdown supply current               SYNC/SD = High,    VOUT = 3 V,                        2       5 A
                                      VVPUMP = 3 V
CP voltage to turn-on pump switch                                                           5.3     5.5 V
Pump switch Rds(on)                   VVPUMP = 5 V

                                                                                            4               

VOUT Section

Operating current                                                                   300 500 650 A

Sleep mode current                                                                  50 100 150 A

Shutdown supply current               SYNC/SD = High                                        1       2.2 A

VPUMP to VOUT threshold to enable     VOUT = 3.3 V                                  1.4     1.7     2.0 V
N-channel rectifier

Error Amplifier Section

Regulation voltage                    2 V < VIN < 5 V                               1.205 1.235 1.265 V

FB input current                      VFB = 1.25 V                                          100 350 nA

Max sinking current, IOL              VCOMP = 1 V,                                  6.5     13      20 A
                                      VFB = regulation roltage +50 mV
Max sourcing current, IOH
Transconductance                      VCOMP = 0 V,                                  20 13 6.5 A
Unity gain bandwidth                  VFB = regulation voltage 50 mV
Max output voltage
Oscillator Section                    VFB = regulation voltage 4 mV                150 270 370 s

                                      CC = 330 pF,       See Note 1                         100             kHz

                                      VFB = 0 V                                     1.6     1.9     2.3 V

Frequency stability                   RT = 350 k                                      100     150     190   kHz
                                      RT = 100 k                                      375     475     575   kHz
RT voltage                            RT = 35 k                                        0.9     1.2     1.4  MHz
SYNC/shutdown threshold                                                             0.600   0.625   0.650
                                                                                       0.9     1.2     1.6    V
                                                                                                              V

SYNC input current                    SYNC/SD = 2.5 V                                               200 nA

Minimum SYNC pulse width              See Note 1                                                    50 ns

Maximum SYNC high time                To avoid shutdown                             11      20      29 s

SYNC range                            fo = measured frequency at RT = 100 k         1.1 fo          1.7 fo kHz

NOTE 1: Ensured by design. Not production tested.

                                       POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                               3
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MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature range, TA = -40C to
85C for the UCC2942x, 0C to 70C for the UCC3942x, RT = 100 k, VVPUMP = 6 V, VVIN = 3 V.

                 PARAMETER                         TEST CONDITIONS              MIN TYP MAX UNITS

Current Sense Section

Gain                                                                            8    10    11 V/V

Overcurrent limit threshold                                                     120 150 190 mV

Unity gain bandwidth              See Note 1                                         25    MHz

COMP voltage to ISENSE accuracy   ISENSE = 70 mV                                0.83 1.00 1.23 V
PWM Section

Maximum duty cycle                VISENSE = 0 V,   VFB = 0 V                    80   88    %
Minimum duty cycle                VFB = 1.5 V      RSLOPE = 20 k
Low power mode VCOMP threshold    At COMP pin                                              0%
Slope compensation accuracy       RT = 350 k,
                                  RSEL = GND                                    0.53 0.60 0.67 V
Rectifier zero current threshold  RSEL = VIN
                                                                                1.4  2.8   4.0 A/s

                                                                                2   15    30 mV

                                                                                28 15    2 mV

RSEL threshold                                                                  0.5  0.9   1.3 V

PFM Section

PFM disable threshold                                                           0.17 0.22 0.27 V

Comp hold during sleep            VPFM = 0.4 V                                  0.40 0.47 0.65 V
Startup delay after sleep         VFB < 1.23 V
FB voltage to sleep off                                                              4     9 s

                                                                                1.185 1.220 1.245 V

VGSW Drive Section

Rise time                         CO = 1 nF                                          18    35 ns
Fall time                         CO = 1 nF
Output high                       IOUT = 100 mA,                                    14    30 ns
                                  IOUT = 1 mA,
Output low                        IOUT = 100 mA    Respect to VPUMP                  0.4 0.65 V
Charge off to rectifier on delay  IOUT = 1 mA      Respect to VPUMP
                                                                                     4     10 mV

                                                                                     0.2 0.35 V

                                                                                     2     6 mV

                                                                                10   40    65 ns

RECT Drive Section

Rise time                         CO = 1 nF                                          20    40 ns
Fall time                         CO = 1 nF
Output high                       IOUT = 100 mA,                                    14    30 ns
                                  IOUT = 1 mA,
Output low rectifier              IOUT = 100 mA    Respect to VPUMP                  0.2   0.5 V
Rectifier off to charge on delay  IOUT = 1 mA      Respect to VPUMP
                                                                                     5     10 mV

                                                                                     0.2 0.35 V

                                                                                     2     6 mV

                                                                                10   40    65 ns

RESET Section (UCC39422 Only)

Reset timeout                     CRSADJ = 0.33 F                              100 250    400 ms
Reset threshold                   Percentage below regulation voltage            7 5.5    4 %

Output low voltage                Reset condition, I = 5 mA                          0.1 0.25 V

Output leakage                    RESET = 8 V                                        0.05  0.2 A

NOTE 1: Ensured by design. Not production tested.

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                                                         UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                                     MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                          SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

electrical characteristics over recommended operating free-air temperature range, TA = -40C to
85C for the UCC2942x, 0C to 70C for the UCC3942x, RT = 100 k, VVPUMP = 6 V, VVIN = 3 V.

                PARAMETER                                TEST CONDITIONS                 MIN TYP MAX UNITS

Voltage Detection Section (UCC39422 Only)

Threshold voltage                                                                        1.18 1.26 1.34 V

Output low voltage                         I = 5 mA                                      0.15      0.3 V

Output leakage                             LOWBAT = 8 V                                  0.05 0.25 A

PIN DESCRIPTIONS

  COMP: This is the output of the transconductance error amplifier. Connect the compensation components from
  this pin to ground.

  CHRG: This is the gate drive output for the N-channel charge MOSFET. Connect it to the gate directly, or through
  a low-value gate resistor.

  CP: This is the input for the charge pump. For applications requiring a charge pump, connect this pin to the
  charge pump diode and flying capacitor, as shown in the applications diagram of Figure 4. For applications
  where no charge pump is required, this pin should be grounded.

  FB: The feedback input is the inverting input to the transconductance error amplifier. Connect this pin to a
  resistive divider between VOUT and ground. The output voltage is regulated to:

  VOUT + 1.235             (R1 ) R2)
                                R1

  where R1 goes to GND and R2 goes to VOUT.

  GND: This is the signal ground pin for the device. It should be tied to the local ground plane.

  ISENSE: This is the input to the X10 wide bandwidth current-sense amplifier. Connect this pin to the high side
  of the current-sense resistor. An internal current is sourced out this pin for slope compensation. For applications
  requiring slope compensation (or filtering of the current-sense signal), use a resistor in series with this pin.

  LOWBAT: This is the open drain output of the uncommitted comparator. (UCC39422 only). This output is low
  when the VDET pin is above 1.25 V.

  PFM: This is the programming pin for the PFM (pulse frequency modulation) mode threshold. Connect this pin
  to a resistive divider off of the FB pin (or VOUT) to set the PFM threshold. To disable PFM Mode, connect this
  pin to ground (below 0.2 V).

  PGND: This is the power ground pin for the device. Connect it directly to the ground return of the current-sense
  resistor.

  RECT: This is the gate drive output for the synchronous rectifier. Connect it to the gate of the P- or N-channel
  MOSFET directly, or through a low value gate resistor.

  RSEN: This pin is used to sense the voltage across the synchronous rectifier for commutation. In boost
  configurations, connect this pin through a 1-k resistor to the junction of the two MOSFETs and the inductor.
  In flyback and SEPIC configurations, connect this pin through a 1-k resistor to the junction of the drain of the
  synchronous rectifier and the secondary side winding of the coupled inductor.

  RSADJ: A capacitor from this pin to ground sets the reset delay. (UCC39422 only)

  RSEL: This pin programs the device for N- or P-channel synchronous rectifiers by inverting the phase of the

  RECT gate drive output. Connect this pin to ground for N-channel MOSFETs, connect it to VIN for P-channel
  MOSFETs.

                                           POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                     5
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                               

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   RESET: This is the open drain output of the reset comparator. (UCC39422 only) and is active low.

   RT: A resistor from this pin to ground programs the frequency of the pulse width modulator.

   Frequency  (MHz)  ^     50
                        RT (kW)

   SYNC/SD: This pin has two functions. It may be used to synchronize the UCC39421's switching frequency to
   an external clock, or to shutdown the IC entirely. In shutdown, the quiescent current is reduced to just a few
   microamps (both external FETs are turned off). To shutdown the converter, this pin must be held high (above
   2.0 V) for a minimum of 29 s. If not used, this pin should be grounded.

   To synchronize the internal oscillator to an external source, the SYNC/SD pin must be driven with a clock pulse,
   with a minimum amplitude of 2.0 V. The internal circuitry syncs to the rising edge of the external clock. The clock
   pulse width is not critical (must be 50 ns minimum).

   Note: When coming out of shutdown (or during power-up), the SYNC/SD pin must be held low for a minimum
   of 200 s before applying an external clock to ensure startup.

   VPUMP: This is the output of the charge pump. For applications requiring a charge pump, connect a 1-F

   capacitor from this pin to ground. Otherwise, connect this pin to the higher of VIN or VOUT, and decouple with
   a 0.1-F capacitor.

   VOUT: Connect this pin to the output voltage. This input is used for sensing the voltage across the synchronous
   rectifier and for supplying power to internal circuitry and should be decoupled with a 0.1-F capacitor.

   VIN: This is the input power pin of the device. Connect this pin to the input voltage source. A 0.1-F decoupling
   capacitor should be connected between this pin and ground.

   VDET: This is the non-inverting input to an uncommitted comparator. This input may be used for detecting a
   low-battery condition. (UCC39422 only)

6                                 POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
                                                      UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                              MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                                                                              SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                           APPLICATION INFORMATION

  The UCC39421 is a high frequency, synchronous PWM controller optimized for portable, battery-powered
  applications where size and efficiency are of critical importance. It includes high-speed, high-current FET
  drivers for those converter applications requiring low Rds(on) external MOSFETs. A detailed block diagram is
  shown in Figure 2.

optimizing efficiency

       The UCC39421 optimizes efficiency and extends battery life with its low quiescent current and its synchronous
       rectifier topology. The additional features of low-power (LP) mode and PFM mode maintain high efficiency over
       a wide range of load current. These features are discussed in detail.

power saving modes

       Since this is a peak current mode controller, the error amplifier output voltage sets the peak inductor current
       required to sustain the load. The UCC39421 incorporates two special modes of operation designed to optimize
       efficiency over a wide range of load current. This is done by comparing the error amplifier output voltage (on
       the COMP pin) to two fixed thresholds (one of which is user programmable). If the error amplifier output voltage
       drops below the first threshold, low power mode is entered. If the error-amplifier output voltage drops even
       further, below a second user programmable threshold, PFM mode is entered. These modes of operation are
       designed to maintain high efficiency at light loads, and are described in detail in the following text. Refer to the
       simplified block diagram of Figure 1 for the control logic.

                         LPM COMP

                         +         0.6 V

         1 = LP_MODE

                            70 mV                                                         VOUT
                                                                                          SENSE
                         +

         HOLD AMP     +  PFM                                                 1.24 V
                                                      ERROR AMP

                                                             +                       FB

1=SLEEP                       PFM COMP

                                                   +                   COMP
                           S
                      Q                                                              PFM
                           R

                                                             +         1.22

         PFM DISABLE COMP
                                           +

                                                      0.2 V                                      UDG-98108

         Figure 1. Simplified Block Diagram of Low Power and Pulse Mode Control Logic

                         POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                                       7
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                                                       

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                                               APPLICATION INFORMATION

power saving modes (continued)

                                                                                    VPUMP                            VIN
                                                                                         7                            9

                       VDD                  VPUMP                       VGD
                   CONTROL                   VOUT                              +

                     VDD                           VIN                    VIN                                                                     8  CP
                   1.2 V                           1=SD                      VOUT+2 V +                                                              VOUT
                             VDD BIAS                                                                                                     PGND       RSEN
                             CONTROL
                             AND UVLO                                                                           PUMP
                                                                                                              SWITCH
                                                                                                             CONTROL                              3

                                            20s                                                             VIN                 ADAPTIVE

                          +                 DELAY                                                                                ZERO

                                                                                                                                 CURRENT          2

                                                                                                                                 SENSING

   SYNC/SD 13                                                                                                        IZERO
            RT 14
                             PWM                          85%                                                                    VPUMP
                             OSC                         DMAX

                                            CLK                                      MUX
                                                                                     A
                                                                                                                                                  4 RECT
                                                                                     B
                                                             R                       A/B     ANTI-                                                19 RSEL
                                                                     Q                      CROSS                                                 6 CHRG
                                                                                            COND.            VGD
                                                             S                                                        +

                          SLOPECOMP                                           QR                                                 36 mV
                                                                              QS
                                                                                            START-UP                        +
                                                                                               2.5 S
                                                         VPUMP >2.5 V

                     VIN                                         VOUT>2.5 V          ILIM COMP                                         LEB        12 ISENSE
                   1.24 V                                                                              +     30 MHz AMP                           5 PGND
                   VREF                                        1 = LP_MODE +                                                                      17 FB
                                                    10%-20% OF FULL                    PWM                   0.15 V           +
                           +                         LOAD = LP_MODE                   COMP                                X10
                                                                              0.6 V
                                            70 mV                                             +                   0.3 V
                                                                                                             +                            1.24 V

   GND 15                                                                                                    ERROR AMP
                                                                                                                                  +

                                       PFM                                           PFM COMP                                                     18 COMP
                        1=SLEEP                                                                                                                   16 PFM
                                                                     S                            +
     RESET 1                                                   Q
   LOWBAT 10
                                                                      R

                                                                                     PFM DISABLE                                 +
                                                                                                                                    1.22
                                                                                     COMP            +

                                                                                                             0.2 V

                                                   UCC29422             RESET/POR
                                                      ONLY

                                                                                            +                                    + 1.18 V
                                                                                                     1.24 V                                       20 RSADJ
                                                                                                                                                  11
                                                                                                                                                         VDET
                                                                                                                                                                   UDG-98107

                                                         Figure 2. Detailed Block Diagram

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                                                                                          SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                               APPLICATION INFORMATION

low power mode

  During normal operation, at medium to high load currents, the switching frequency remains fixed, programmed
  by the resistor on the RT pin. At these higher loads, the gate drive output on the CHRG pin (for the N-channel
  charge FET) is the higher of VIN or VPUMP. When the load current drops (sensed by a drop in the error amp
  voltage), the UCC39421 automatically enters LP mode, and the gate drive voltage on the CHRG pin is reduced
  to lower gate drive losses. This helps to maintain high efficiency at light loads where the gate drive losses begin
  to dominate and the lowest possible Rds(on) is not required. If the load increases, normal or "high power" mode
  resumes. The expression for gate drive power loss is given by equation (1). It can be seen that the power varies
  as a function of the applied gate voltage squared.

  PGATELOSS + QG        VG2    f                                             (1)

                        VS

  Where QG is the total gate charge and VS is the gate voltage specified in the MOSFET manufacturer's data
  sheet, VG is the applied gate drive voltage, and f is the switching frequency.

  The nominal COMP voltage where LP mode is entered is 0.6 V. Given the internal offset and gain of the
  current-sense amplifier, this corresponds to a peak switch current of:

  IPEAK   +    (0.6 * 0.3)  +     0.03                                       (2)
             K RSENSE          RSENSE

  Where 0.6 V is the threshold for LP mode, 0.3 V is the internal offset, K is the nominal current-sense amplifier

  gain of 10, and RSENSE is the value of the current-sense resistor. If the peak inductor current is below this value,
  the UCC39421 enters LP mode and the gate drive voltage on the CHRG pin is equal to VIN. At peak currents
  higher than this, the gate drive voltage is the higher of VIN or VPUMP.

PFM mode

  At very light loads, the UCC39421 enters PFM mode. In this mode, when the error amplifier output voltage drops
  below the PFM threshold, the controller goes into sleep mode until VOUT has dropped slightly (30 mV measured
  at the feedback pin). At this time, the controller turns back on and operates at fixed frequency for a short duration
  (typically a few hundred microseconds) until the output voltage has increased and the error amplifier output
  voltage has dropped below the PFM threshold once again. Then the converter turns off and the cycle repeats.
  This results in a very low duty cycle of operation, reducing all losses and greatly improving light load efficiency.
  During sleep mode, most of the circuitry internal to the UCC39421 is powered down, reducing quiescent current
  and maximizing efficiency.

  The peak inductor current at which this mode is entered is user programmable by setting the voltage on the PFM
  pin. This can be done with a single resistor in series with the feedback divider, as shown in the application
  diagrams. The nominal peak current threshold for PFM mode is defined by the equation:

               1.25 R1  * 0.3
               R1)R2
                                                                             (3)
  IPEAK ^ K RSENSE

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                                               APPLICATION INFORMATION

PFM mode (continued)

       Where 0.3 V is the internal offset and K is the nominal current-sense amplifier gain of 10 and RSENSE is the value
       of the current-sense resistor. Note that in this case, the PFM pin voltage is set by the R1/R2 resistive divider
       off of the FB pin, which is regulated to 1.25 V.

       During sleep mode, the COMP pin is forced to 70 mV above the PFM pin voltage. This minimizes error amplifier
       overshoot when coming out of sleep mode, and prevents erroneously tripping the PFM comparator.

disabling PFM mode

       The user may disable PFM mode by pulling the PFM pin below 0.2 V. In this case, the UCC39421 remains on,
       in fixed frequency operation at all load currents. The PFM pin can also be driven, through a resistive divider,
       off of an output from the system controller. This allows the system controller to prepare for an expected step
       increase in load, improving the converter's large signal transient response. An example of this is shown in
       Figure 3.

    UCC39421                              ENABLE OUTPUT
                   PFM 7                FROM CONTROLLER

                                              R2

                                          R1

                                    Figure 3. Driving the PFM Pin From a Controller Output

choosing a topology and optimal synchronous rectifier

       The UCC39421 is designed to be very flexible, and can be used in boost, flyback and SEPIC topologies. It can
       operate from input voltages between 1.8 V and 8.0 V. Output voltages can be between 2.5 V and 8.0 V. It can
       also drive either N- or P-channel MOSFET synchronous rectifiers. Table 1 can be used to select the appropriate
       topology for a given combination of input and output voltage requirements. Although it is designed to operate
       as a peak current mode controller, it can also be configured for voltage mode control. This is discussed in a later
       section.

       The user can program the gate drive output on the RECT pin for N-channel MOSFETs by grounding the RSEL
       pin, or for P-channel MOSFETs by connecting the RESEL pin to VIN. Table 2 is used to determine whether an
       N- or P-channel synchronous rectifier should be used.

       Note: In all cases, low-voltage-logic MOSFETs should be used to achieve the lowest possible on-resistance
       for the highest efficiency.

       The application diagrams in Figures 4 through 8 illustrate the use of the UCC39421 in all the topologies, using
       N- and P-channel rectifiers. They are be discussed in detail in the next section.

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                  APPLICATION INFORMATION

choosing a topology and optimal synchronous rectifier (continued)

       Note that the higher the frequency of operation, the more critical the MOSFET gate charge becomes for
       efficiency, particularly at light loads. However, high load currents demand lower Rds(on), which tends to
       increase gate charge. These two parameters should be balanced. At lower frequencies, the gate charge
       becomes less important, at 1 MHz or more, it is critical.

  Table 1. SELECTING TOPOLOGY BASED ON INPUT AND OUTPUT VOLTAGE REQUIREMENTS

  Cell Type       Nunber of Cells                    VIN Range          VOUT                Topology
                            2                       1.8 V to 3.0 V  3.0 < V < 8.0              Boost
                                                                    2.5 < V < 3.9
  Alkaline or NiCd, NiMH                            2.7 V to 4.5 V  4.5 < V < 8.0      Flyback or SEPIC
                                                 3                                             Boost
                                                                       V > 8.0
  Li-Ion          1                                 2.5 V to 4.2 V  2.5 < V < 3.6  Non-synchronous boost
                                                                    4.2 < V < 8.0      Flyback or SEPIC
                                                                                               Boost
                                                                       V > 8.0
                                                                                   Non-synchronous boost

boost topology

       The boost topology is simple and efficient, and should be used whenever the desired output voltage is greater
       than the maximum input voltage.

boost using two n-channel MOSFETs

  A boost converter using two N-channel MOSFETs is shown in Figure 4. This configuration is optimal for output

  voltages below 4 V, where the output voltage may not be high enough to provide optimal gate drive for a

  P-channel MOSFET. Note that in this case, a charge pump is required to provide proper gate drive levels. This

  is easily accomplished by adding an external diode and a capacitor, as shown. The diode connects from the
  output voltage to the CP pin. It should be an ultrafast or a Schottky diode. A 0.1-F ceramic capacitor is
  connected from the drain of the charge FET to the CP pin. This is the "flying" capacitor that charges to (VOUT
   VDIODE) every time the charge FET is on. A charge pump reservoir capacitor is connected from the VPUMP
  pin to ground. It should be at least 1F. A high-speed active rectifier inside the UCC39421 charges the pump
  capacitor from the CP pin. The charge pump voltage is:

  VPUMP ^ 2 VOUT                                                                                          (4)

  For a block diagram of the charge pump logic, refer to Figure 12.

  Note: A charge pump should not be used at output voltages over 4.0 V to avoid pump voltages exceeding 8 V.

  For other applications, where the charge pump is not required, the CP pin should be grounded and the pin
  should be connected to either VOUT or VIN, whichever is greater.

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boost using two n-channel MOSFETs

    +VIN
    +1.8 V 3.2 V

                     +CIN               L1
                  100 F                COILTRONICS
                                        CTX5-2
                     10 V
                                             1k
                                                                      UCC39421

     VOUT                   Q2 (N)                        1 RSEN                RSEL 16
    +3.3 V
                                                                                                        CPOLE   R3
                  COUT      DPUMP       0.1F             2              COMP 15               RCOMP CCOMP     100 k
                           1N4148                               VOUT          FB 14
                           CFLY 0.1 F                                                     RT                   1%
                                               RG2 4.7                      PFM 13        100 k
                                                               3 VGRECT    GND 12                               R2
                                                                                                               41 k
                                                          4  PGND             RT 11                             1%
                                                             CHRG
                                        Q1     RG1           VPUMP                                              R1
                                                                                                               20 k
                                        (N)    4.7                                                              1%

                                                          5

                                        RSENSE CPUMP1 F
                                        0.025
                                                          6

                                        +VIN               7 CP               SYNC/SD 10
                                                                                ISENSE 9
                                                           8 VIN
                                                 C5                      RSLOPE
                                               0.1 F                     1.5 k

                                                                                                               UDG-98116

    Figure 4. Application Diagram for the Boost Topology Using the N-channel Synchronous Rectifier

    Table 2. SELECTING SYNCHRONOUS RECTIFIER BASED ON TOPOLOGY AND OUTPUT VOLTAGE

                  Topology      VOUT                                         Synchronous Rectifier
                    Boost   3.0 < V < 8.0
                                               P-channel (low voltage logic)
                   Flyback     V < 4.0
                    SEPIC                      N-channel (low voltage logic)
                               V > 8.0         Note: Requires a diode and a capacitor for the charge pump

                            2.5 < V < 3.0      Non-synchronous
                            3.0 < V < 8.0      Note: Use Schottky rectifier (See Figure 16)
                            3.0 < V < 8.0
                                               N-channel (low voltage logic)
                                               Note: Requires a diode and a capacitor for the charge pump

                                               N-channel (low voltage logic)

                                               P-channel (low voltage logic)

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                                              UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                      MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                                             SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                  APPLICATION INFORMATION

boost using N- and P-channel MOSFETs

       For output voltages greater than the input and greater than about 3.0 V, a P-channel may be used for the
       synchronous rectifier. This configuration is shown in Figure 5. In this case, the VPUMP pin should be connected
       to VOUT. This configuration can be used for a 3.3 V output if a low voltage logic MOSFET is used.

relating peak inductor current to average output current for the boost converter

  For a continuous mode boost converter, the average output current is related to the peak inductor current by
  the following:

    IPEAK +
                IOUT    )    di                                                                  (5)
               (1 * D)       2

  where D is the duty cycle and the inductor ripple current, di, is defined as:

  di + tON     VIN  +   D    VIN                                                                 (6)
                          f   L
            L

  where f is the switching frequency and L is the inductor value. The duty cycle is defined as:

    D +
  VO * VIN                                                                                       (7)
      VO

  Substituting equations (6) and (7) into equation (5) yields:

                    IOUT          )2  VIN       VO * VIN                                         (8)
     IPEAK +                            f            VO
                    VO*VIN                 L
                        VO
               1*

  Note that in these equations, the voltage drop across the rectifier has been neglected.

                                  POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                   13
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                             

MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                               APPLICATION INFORMATION

relating peak inductor current to average output current for the boost converter

     V        CIN1                       L1
         IN  10 F                     2.2 H

    1.8 V      16V                      R7
                                        1k
     TO                                                        UCC39421                   C1

    4.8 V

                                                       1 RSEN            RSEL 16          10 pF
                                                                                                                       R1

             COUT2   COUT1                                                          R4          C2    15 k
             10 F   10 F                                                         100 k      470 pF  1%

    +5 V        16V     16V   Q1B                C6    2 VOUT      COMP 15
    0A                       Si6803            0.1 F                   FB 14
     TO
    1A                         (P)                     3 VGRECT       PFM 13                                                  R2
                                                       4 PGND        GND 12                                                  15 k
                                        Q1A            5 CHRG                                                                 1%
                                       Si6803
                                                                                                                              R3
                                         (N)                                                                                 15 k
                                                                                                                              1%
                                                                                    R4
                                                                                   100 k

                                        RS                6 VPUMP           RT 11
                                       0.025                       SYNC/SD 10
                                                 C4
                                               0.1 F                ISENSE 9             R5        SYNC/
                                                                                          1M  SHUDOWN
                                                          7 CP
                                                                                                    INPUT

                             +V                        8 VIN
                                   IN

                                               C5

                                               0.1 F

                                                        R6
                                                       1.5 k

                                                                                                      UDG-98117

    Figure 5. Application Diagram for the Boost Topology Using a P-channel Synchronous Rectifier

flyback topology using n-channel MOSFETs

       A flyback converter using the UCC39421 is shown in Figure 6. It uses a standard two-winding coupled inductor
       with a 1:1 turns ratio. The advantage of this topology is that the output voltage can be greater or less than the
       input voltage, as shown in Table 1. For example, this is ideal for generating 3.3 V from a Lithium-Ion cell. Note
       that RC snubbers are placed across the primary and secondary windings to reduce ringing due to leakage
       inductance. These are optional, and may not be required in the application.

       Note that for converters where VIN and VOUT may both be below 3 V, a charge pump is needed to provide
       adequate gate drive. This is illustrated in the example if Figure 7.

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                                                                               UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                                            MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                                                               SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                                    APPLICATION INFORMATION

flyback topology using n-channel MOSFETs (continued)

  VIN                                       L1A
  2.5 V TO 8.0 V                            COILTRONICS
                                            CTX5-2
                       + CIN
                     100 F                                             1k

                        10 V 10

                                    470 pF

                                                                               UCC39421

                                                                                 RSEN  RSEL 16                            CPOLE
                                                                            1                                     RCOMP CCOMP
                                                                                                                                  R3
  VOUT           L1B                                                        2          COMP 15                RT                 100 k
  3.3 V                                                                          VOUT       FB 14            100 k                1%
                                                            0.1 F
          +COUT                                                                          PFM 13                                   R2
                 10 470 pF                   Q1A            RG2 4.7                      GND 12                                  41 k
                                            Si9802                        3 VGRECT                                                1%
                                                                                            RT 11
                                              (N)                                                                                 R1
                                                                                                                                 20 k
                       Q1B                                  RG1             4 PGND                                                1%
                      Si9802                                4.7             5 CHRG

                        (N)                                                 6 VPUMP

                                  RSENSE
                                  0.05

                                                      +VIN                  7                   SYNC/SD 10
                                            0.1 F                             CP
                                                                            8
                                                                   C5                              ISENSE 9
                                                                 0.1 F        VIN

                                                                                      RSLOPE
                                                                                        1.5 k

                                                                                                                                 UDG-98113

  Figure 6. Application Diagram for the Flyback Topology Using the N-channel Synchronous Rectifier

                                                    POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                                        15
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                   

MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                               APPLICATION INFORMATION

flyback topology using n-channel MOSFETs (continued)

    VIN
    +1.8 V TO 4.2 V

                        + CIN              L1A
                          100F
                             10V           COILTRONICS

                                           CTX5-2                            UCC39421
                                                                      1k
                                                                                        RSEL 16
                                                                          1 RSEN                           CPOLE
                                                                                                                   R3
    VOUT                     L1B                                          2 VOUT                    RCOMP  CCOMP  100 k
    2.5 V                                                                                                          1%
                                                           0.1 F                       COMP 15
              +COUT                                                                          FB 14                 R2
                        10 470 pF          Q1A             RG2 4.7                                                41 k
                                                                         3 VGRECT         PFM 13                   1%
                                           Si9802                                         GND 12
                                                                                                                   R1
                                           (N)                                              RT 11                 20 k
                                                                                                                   1%
                          D1       Q1B             RG1                    4 PGND
                        1N4148    Si9802           4.7                    5 CHRG

                                    (N)

                                                                                                     RT
                                                                                                    100 k

                                                                          6 VPUMP

                                          RSENSE                      7 CP         SYNC/SD 10
                                          0.05                                       ISENSE 9
                                                                      8 VIN
                                                   0.1 F  0.1 F

                                                   +VIN

                                                                          RSLOPE 1.5 k

                                                           RBIAS 180 k

                                                                                                                  UDG-98211

    Figure 7. Flyback Converter Using Charge Pump Input for Low Voltage Operation

relating peak inductor current to average output current for the flyback converter

    For a continuous mode flyback converter, the average output current is related to the peak inductor current by
    the following:

      IPEAK +
                         IOUT     )    di                                                                                (9)
                        (1 * D)        2

    where D is the duty cycle and the inductor ripple current, dI, is defined as:

    di + tON            VIN  +    D    VIN                                                                               (10)
                                    f   L
                     L

    where f is the switching frequency and L is the inductor value. The duty cycle is defined as:

16                                           POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
                                                                             UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                                                                 MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                                                     SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                                          APPLICATION INFORMATION

relating peak inductor current to average output current for the flyback converter (continued)

    D +
      VO                                                                                                                         (11)
  VIN ) VO

  Substituting equations (10) and (11) into equation (9) yields:

                 IOUT                     )2                     VIN          VO                                                 (12)
     IPEAK +                                                       f           VIN ) VO
                     VO                                               L
                 VIN)VO
             1*

  Figure 7 shows an example of a converter where both VIN and VOUT may be quite low in voltage. In this case,
  a diode has been added to peak detect the voltage on the drain of the charge FET and use it for the pump input

  voltage. This is used to drive the gates of the FETs. To assure that the pump voltage is used (rather than VIN,
  which may be low), resistor RBIAS has also been added to the ISENSE input to inhibit LP mode. This technique
  is discussed further in the section Changing the Low Power Threshold.

  VIN                                     L1A                                       UCC39421
  1.8 TO 6.0V                                  1k

                       + CIN
                        100F

                           10V
                                10F 16V

                                                                                  RSEN  RSEL 16             CPOLE
                                                                             1                       RCOMP CCOMP
  VOUT       Q2                                                                                                            R3
  3.3V       (P)                                                                                                          100k
                                                                                                                           1%
       10F             L1B
      + 10V                                                                                                                R2
                                                                           2 VOUT       COMP 15                           41k
                               Q1                                                            FB 14                         1%
                             Si9802                              0.1F                                                     R1
                                                                           3 VGRECT       PFM 13                          20k
                               (N)                                                                                         1%
                                                                           4 PGND
                                                                                                                          SYNC
                                                                             5 CHRG           GND 12                      INPUT
                                                                                                                  RT

                                                                             6 VPUMP                 47k              1M

                                                                                              RT 11

                                                                      0.1F

                                          RSENSE                             7 CP       SYNC/SD 10
                                           0.05                              8 VIN        ISENSE 9

                                                 +V
                                                             IN

                                                                 0.1F

                                                                                                            RSLOPE 1.5k
                                                                                                                                                                                                                                   UDG-98214

  Figure 8. Application Diagram for the SEPIC Technology Using a P-channel Synchronous Rectifier

                                           POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                                           17
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                            

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                                               APPLICATION INFORMATION

SEPIC topology using N- and P-channel MOSFETs

       The UCC39421 may also be used in the SEPIC (single-ended primary inductance converter) topology. This
       topology, which is similar to the flyback, uses a capacitor to aid in energy transfer from input to output. This
      configuration is shown in Figure 8. The N-channel synchronous rectifier has been changed to a P-channel and
       moved to the other end of the inductor's secondary winding, and a new capacitor has been placed across the
       dotted ends of the two windings. The SEPIC topology offers the same advantage of the flyback in that it can
       generate an output voltage that is greater or less than the input voltage.

       However, it also offers improved efficiency. Although it requires an additional capacitor in the power stage, it
       greatly reduces ripple current in the input capacitor and improves efficiency by transferring the energy in the
       leakage inductance of the coupled inductor to the output. This also provides snubbing for the primary and
       secondary windings, eliminating the need for RC snubbers. Note that the capacitor must have low ESR, with
       sufficient ripple current rating for the application. Another advantage of the SEPIC is that the inductors do not
       have to be on the same core.

PWM duty cycle and slope compensation

    All boost and flyback converters using peak current mode control are susceptible to a phenomenon known as
    subharmonic oscillation when operated in the continuous conduction mode beyond 50% duty cycle. Continuous
    conduction mode (CCM) means that the inductor current never goes to zero during the switching cycle. For a
    CCM boost converter, the required duty cycle for a given input and output voltage (neglecting voltage drops
    across the MOSFET switches) is given by equation (7). This is shown graphically for a number of common
    output voltages in Figure 9. For example, it can be seen that for a 3.3-V output (using the boost topology) slope
    compensation is not required because the duty cycle never exceeds 50%.

    For the flyback topology, using a coupled inductor with a 1:1 turns ratio, the duty cycle is defined by
    equation (11). This is shown graphically for a number of common output voltages in Figure 10.

    To prevent subharmonic oscillation beyond 50% duty cycle, a technique called slope compensation is used,
    which modifies the slope of the current ramp. This is accomplished by adding a part of the timing ramp to the
    current-sense input. In the UCC39421, this can be done by simply adding a resistor in series with the ISENSE
    input. A current is sourced within the IC which is proportional to the internal timing ramp voltage. The value of
    the resistor determines the amount of slope compensation added.

    The slope compensation output current at the ISENSE pin is equal to:

    ISLOPE  +   1  Am  sec                                                                        (13)
               RT

    where RT is the timing resister in ohms ().

    The required slope compensation resistor for a boost configuration is given by the equation:

                 VOUT * 2 VINmin RSENSE RT                                                        (14)

    RSLOPE +                L

    where RSENSE is the current-sense resistor value in ohms () and L is the inductor value in microhenries (H).

18                           POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
                                                UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

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                           APPLICATION INFORMATION

PWM duty cycle and slope compensation (continued)

  For a flyback topology, using a 1:1 turns ratio, the equation becomes:

                   VOUT * VINmin RSENSE RT                                                                                                               15)

       RSLOPE +                           L

  If the converter is operated in the discontinuous conduction mode (inductor current drops to zero), no slope
  compensation is required. The point at which this mode boundary occurs is a function of switching frequency,
  input voltage, output voltage, load current, and inductor value. However, in general the converter is more
  efficient when operated in the continuous conduction mode due to the lower peak currents.

          CCM BOOST CONVERTER DUTY CYCLE                                                                       CCM FLYBACK CONVERTER DUTY CYCLE
                                     vs                                                                                                     vs

                           INPUT VOLTAGE                                                                                          INPUT VOLTAGE

  70%                                                                                                     80%

  60%                                                                                                     70%          VOUT = 5.0 V
  50%                                                                                                     60%
  40%                      VOUT = 5 V
Duty Cycle
                                                                                              Duty Cycle                                   VOUT = 3.3 V
  30%                                                                                                     50%
  20%
                                                                                                                  VOUT = 3.0 V
  10%
   0%                                                                                                     40%

         2                 VOUT = 3.3 V                                                                                                    VOUT = 2.5 V

                                                                                                          30%

                 3                           4                                                                 2  2.5           3    3.5        4        4.5

                 VIN - Input Voltage - V                                                                               VIN - Input Voltage - V

                 Figure 9                                                                                                       Figure 10

voltage mode control

       The UCC39421 can be operated as a voltage mode controller by connecting a 5.6-k resistor from the ISENSE
       pin to ground. The internal current source generates an artificial ramp voltage on this input. In this case, no slope
       compensation is required, and no current-sense resistor is required in series with the source of the N-channel
       MOSFET. A typical application diagram is shown in Figure 11. However, in this configuration there is no
       overcurrent protection. In addition, the pulse and low power modes, designed to increase efficiency at light
       loads, operates at different load currents. This is because the internal error amplifier's output voltage is no longer
       a direct function of load current, but rather of duty cycle. When operating in CCM, the duty cycle is largely a
       function of input and output voltage, not load current. At light enough loads however, the converter goes into
       discontinuous mode and the error amplifier voltage drops low enough to activate the low power and pulse
       modes.

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UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                 
MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER
                                                                                                                  R3
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                                                                                                                  1%
                                               APPLICATION INFORMATION
                                                                                                                  R2
voltage mode control (continued)                                                                                 41 k
                                                                                                                  1%
    VIN                                 L1                                                                        R1
    1.8 V TO 4.5 V                                                                                               20 k
                                                                                                                  1%
                       + CIN
                        100 F

                           10V

                                                                         UCC39421

    VOUT                                      1k         RSEN                      RSEL 16
    5.0 V

                                                      1                                     CPOLE

           0.1 F +             Q2

           10V       COUT       (P)                                                         RCOMP         CCOMP

                                              0.1 F  2 VOUT             COMP 15

                                              RG2                                  FB 14
                                               4.7

                                                      3 VGRECT

                                Q1            RG1     4 PGND                       PFM 13
                                (N)            4.7    5 CHRG                       GND 12

                                                      6 VPUMP                      RT 11     RT
                                                                                            100 k
                                0.1 F
                                                                                                 RSLOPE
                                                                  7 CP   SYNC/SD 10                5.6 k
                                                                           ISENSE 9
                                                                  8 VIN
                                        +VIN          0.1 F

                                                                                                                 UDG-98215

                Figure 11. Typical Boost Configuration Using Voltage Mode Control

start up

    The UCC39421 incorporates a unique feature to help it start-up at low input voltages. If the input voltage is below

    2.5 V at start-up, a separate control circuit takes over until VOUT or VPUMP gets above 2.5 V. In this mode, the
    charge MOSFET is turned on for 5 s, or until the voltage on the ISENSE pin reaches 36 mV, whichever occurs
    first. The charge MOSFET then remains off for a fixed time of 2.5 s, and the body diode of the synchronous
    rectifier MOSFET is used to supply current to the output. This cycle repeats until either VOUT or VPUMP exceeds
    2.5 V. This results in constant off time control, with a minimum switching frequency of approximately 120 kHz.

    During this low voltage start-up mode, all other internal circuitry is off, including the synchronous rectifier drive

    and the slope compensation current source. The peak inductor current during this mode is limited to:

    IPEAK  +      0.036                                                                                          (16)
                RSENSE

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start up (continued)

       If input voltages below 2.5 V are expected, it is important to use a low voltage logic N-channel MOSFET (with
       a threshold voltage around 1 V or less) to ensure start-up at full load.
       A block diagram of the low voltage start-up logic is shown in Figure 12.

                                                                                       VIN
                                                                                                L

  VPUMP                    UCC39421

  CPUMP                              -

                                     +

         2.5 V < VPUMP            2.5 V < VPUMP        VIN                      VPUMP  CFLY
                                                                                            DBODY

         2.5 V < VOUT                     LPM < VCOMP                                              VOUT
               NORMAL PWM         A/B
                           A                                                                       COUT
                           B MUX

                                     5-sec                 DRIVER
                                     DELAY
                                                              +
                                     QS                       -

                                                                    36 mV              RSENSE

                                     QR                                         +

                                     2.5-sec                                                      UDG-98121
                                     DELAY

  Figure 12. Symplified Diagram of Low Voltage Start-Up and Charge Pump Control Logic

anticross-conduction and adaptive synchronous rectifier commutation logic

       When operating in the continuous conduction mode (CCM), the charge MOSFET and the synchronous rectifier
       MOSFET are simply driven out of phase, so that when one is on the other is off. There is a built-in time delay
       of about 30 ns to prevent any cross-conduction.

       In the event that the converter is operating in the discontinuous conduction mode (DCM), the synchronous
       rectifier needs to be turned off sooner, when the rectifier current drops to zero. Otherwise, the output begins
       to discharge as the current reverses and goes back through the rectifier to the input. (This obviously cannot
       happen when using a conventional diode rectifier). To prevent this, the UCC39421 incorporates a high-speed
       comparator that senses the voltage on the synchronous rectifier (using the RSEN input) for purposes of
       commutation. In the boost and SEPIC topologies, the synchronous rectifier is turned off when the voltage on
       the RSEN pin goes negative with respect to VOUT. For this reason, it is important to have the VOUT pin well
       decoupled.

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anticross-conduction and adaptive synchronous rectifier commutation logic (continued)

       In the flyback topology however (using a ground referenced N-channel MOSFET rectifier), the rectifier voltage
       is sensed on the MOSFET drain, with respect to ground rather than VOUT. The voltage polarity in this case is
       opposite that of the boost and SEPIC topologies. This problem is solved with the adaptive logic within the
       UCC39421. During each charge cycle, while the N-channel charge FET is on, a latch is set if the voltage on the
       RSEN pin exceeds VIN/2. This indicates a flyback topology, since this node is be equal to or greater than VIN
       at this time. In the case of the boost and the SEPIC, the voltage at the RSEN input is near or below ground, and
       the latch is not be set. This allows the UCC39421 to sense which topology is in use and adapt the synchronous
       rectifier commutation logic accordingly. Note that the RSEN input must have a series resistor to limit the current
       when going below ground. Values less than or equal to 1 k are recommended to prevent time delay due to
       stray capacitance.

current-sense amplifier and leading edge blanking

       The UCC39421 includes a high-speed current-sense amplifier with a nominal gain of 10 to minimize losses
       associated with the current-sense resistor. The amplifier was designed to provide good response and minimal
       propagation delay, allowing switching frequencies at 2 MHz. The current-sense resistor should be chosen to
       provide a maximum peak voltage of 100 mV at full load, with the minimum input voltage.

       A leading-edge blanking time of 40 ns is provided to filter out leading-edge spikes in the current-sense
       waveform. In most applications, this eliminates the need for a filter capacitor on the ISENSE pin.

overcurrent protection

       The UCC39421 includes a peak current limit function. If the voltage on the ISENSE pin exceeds 0.15 V after
       the initial blanking period, the pulse is terminated and the charge MOSFET is turned off.

sync/shutdown input

       The SYNC/SD pin has two functions; it may be used to synchronize the UCC39421's switching frequency to
       an external clock, or to shutdown the IC entirely. In shutdown, the quiescent current is reduced to just a few
       microamps.

       To synchronize the internal clock to an external source, the SYNC/SD pin must be driven high, above 2.0 V
       minimum. The circuitry syncs to the rising edge of the input, the pulse width is not critical.

       To shutdown the converter, the SYNC/SD pin must be held high (above 2.0 V) for a minimum of 29 s.

       This pin should be grounded if not used.

changing the low power mode threshold

       For some applications the user may want to lower the low power (LP) mode threshold, or even eliminate this
       feature altogether. For example, if a boost topology is being used, and the input voltage is below 2.5 V, the gate
       drive to the charge FET may want to be derived from the pump (or output) voltage under all load conditions,
       rather than from VIN. This means the converter would never be allowed to operate in LP mode.

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changing the low power mode threshold (continued)

  Although the LP mode threshold is internally fixed at 0.6 V (referenced to the pin), the point at which the LP

  mode is entered can be easily modified by adding a single resistor, as shown in Figure 13. Resistor RBIAS forms
  a divider with RSLOPE (used for slope compensation) and adds a dc offset to the current-sense input, raising
  the output voltage of the sense amplifier and fooling the LP mode comparator into thinking the load is higher

  than it is. The required bias resistor to transition out of LP mode for a given peak current can be calculated using

  the following equation:

  RBIAS  +       RSLOPE   VOUT                                                                                 (17)
            0.03 * IPEAK   RSENSE

                                             UCC39421

            600 mV                           +         LP MODE                             VIN

     FB 17                                             CONTROL
                      1.24 V +                           LOGIC

  COMP 18                                     DRIVE                      CHRG                            VOUT
                                                                     6                             COUT
                                          +                     X10
                   PWM                       300 mV+                 12          RSLOPE
                                                                         ISENSE
                                                                                           RSENSE
                                                                                 RBIAS

                                                                                                               UDG-98213

            Figure 13. Modifying Low Power (LP) Mode Threshold

  Due to the current-sense amplifier gain of 10 and the internal offset of 300 mV, an offset of just 30 mV or more
  at the ISENSE pin inhibits the LP mode altogether. Note that inhibiting LP mode does not prevent PFM from
  working, as long as the PFM pin is set to a voltage higher than:

  10  VISENSE ) 0.3V                                                                                           18)

programming the PWM frequency

       Some applications may want to remain in a fixed frequency mode of operation, even at light load, rather than
       going into PFM mode. This lowers efficiency at light load. One way to improve the efficiency while maintaining
       fixed frequency operation is to lower the PWM frequency under light load conditions. This can be easily done,
       as shown in Figure 14. By adding a second timing resistor and a small MOSFET switch, the host can switch
       between two discrete frequencies at any time.

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non-synchronous boost for higher output voltage applications

       The UCC39421 can also be used in non-synchronous applications to provide output voltages greater than 8
       volts from low voltage inputs. An example of a 12-V boost application is shown in Figure 16. Since none of the
       IC pins are exposed to the boosted voltage, the output voltage is limited only by the ratings of the external
       MOSFET, rectifier, and filter capacitor. At these higher output voltages, good efficiency is maintained since the
       rectifier drop is small compared to the output voltage. Note that PFM mode can still be used to maintain high
       efficiency at light load. Typical efficiency causes are shown in Figure 15.

       Since all the power supply pins (VIN, VOUT, VPUMP) operate off the input voltage, it must be >2.5 V and high
       enough to assure proper gate drive to the charge FET.

    UCC39421           VOUT
                           R1
    1 RSEN   RSEL 16       R2

    2 VOUT COMP 15

    3 VGRECT FB 14

    4 PGND   PFM 13
    5 CHRG   GND 12

    6 VPUMP   RT 11

    7 CP SYNC/SD 10              RT2
                       RT1
    8 VIN    ISENSE 9
                              2N7002
                                                                        FREQUENCY
                                                                        CONTROL

                                                                                   UDG-98216

            Figure 14. Changing the PWM Frequency

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                           UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

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                                                                              SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                   APPLICATION INFORMATION

non-synchronous boost for higher output voltage applications (continued)

                   NON-SYNCHRONOUS BOOST EFFICIENCY

              95%               VIN = 5 V
              90%

  Efficiency  85%                                                VIN = 3.3 V
              80%

              75%

              70%    f = 550 kHz
              65%    L = 6.8 mH
                     DT3316P-682 (IRF7601) MBR0530

                     VPFM = 0.5 V

              60%

              0.001  0.01       0.1                                           1

                     IOUT - Output Current - A

                     Figure 15

                   POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                  25
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                                      

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                                               APPLICATION INFORMATION

non-synchronous boost for higher output voltage applications (continued)

    3.0 V TO 8.0V

       CIN +
     100 F

       16V

                               L1
                             6.8 H

                                                                               UCC39421                                               R3
                                                                                                                                    249 K
                                                                     1 RSEN              RSEL 16
                                                                                                                                      1%
    12V                                                                                                            CPOLE
                                                                                                                                    1.25 V
       COUT +           D1                                              2 VOUT           COMP 15            RCOMPCCOMP                R2
      100 F       MBR0530T                                    N/C 3 VGRECT                   FB 14
                                                                                                                                    17.8 K
        16V                                                                                                                           1%

                                                                     4 PGND              PFM 13                                       R1
                                                                     5 VGCHRG                                                        11 K
                                    Q1                         RG1                                                                   1%
                                    (N)                         4.7

                             RSENSE                                                      GND 12              RT
                             0.05                                                          RT 11            100 K

                                                                     6 VPUMP

                                                                     7 CP       SYNC/SD 10

                                         +VIN                        8 VIN          ISENSE 9
                                              0.1 F                            RSLOPE

                                                                                 1.5 K

                                                                                                                                             UDG-98212

    Figure 16. Non-Synchronous Boost Converter for Higher Output Voltages

UCC39422 features

       The UCC39422 is a 20-pin device that adds a reset function and an uncommitted comparator to the UCC39421.
       A simplified diagram of the reset circuit is shown in Figure 17.

                                g m=1/26 k                                                                               1 RESET
    FB 17
                                                                     SQ                                     V IN
                                                            +        RQ
                            +
                                                                            +
    1.175 V                  8 pF                                                                                  1 A      RSADJ
                                   1.175 V

                                                                                                                         20

                                                                                                                                    C RESET

                                                                                                   1.175 V                                   UDG-98206

                                                               Figure 17. Reset Circuitry

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                              UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

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                              APPLICATION INFORMATION

  The reset circuit monitors the voltage at the feedback (FB) pin and issues a reset if the feedback voltage drops
  below 1.175 V. This represents a 6% drop in output voltage. Monitoring the voltage internally at the FB pin
  eliminates the need for another external voltage divider. The RESET output is an open-drain output that is active
  low during reset. It stays low until the feedback voltage is above 1.175 V for a period of time called the reset
  pulse width, which is user programmable. An external capacitor on the RSADJ pin and an internal 1-A current
  source determine the reset pulse width, according to the following equation:

  tRESET + CRESET 1.18                                                      (19)

  where tRESET is the reset pulse width in seconds, and CRESET is the capacitor value in microFarads (F).

  An adaptive glitch filter is included to prevent nuisance trips. This is implemented using a gm amplifier to charge
  an 8-pF capacitor to 1.175 V before declaring a reset. This provides a delay which is inversely proportional to
  the magnitude of the feedback voltage error. The delay time is approximated by the following equation:

  tDELAY  ^        0.25   ms                                                (20)
             1.175 * VFB

  where tDELAY is the filter delay time in microseconds. Note that the maximum current from the gm amplifier is
  limited to 2 A, limiting the minimum time delay to 4.8 s.

  A typical application schematic using the UCC39422 is shown in Figure 18. In this example, R1 and R2 have

  been selected to trip the LOWBAT output when VIN drops below 2.0 V. Note that the RESET and LOWBAT
  outputs are open drain and require a pullup.

                               POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                                  27
UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422                                                                                

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                                               APPLICATION INFORMATION

UCC39422 features (continued)

        VIN  +CIN                                       RESET* (ACTIVE LOW)
    +VOUT
                                     L1                         UCC39422                          CRESET
                                                                                                        CPOLE
                                            1k           1 RSETB             RSADJ 20
                   Q1 (P)                                2 RSEN               RSEL 19           RCOMP CCOMP

             + C OUT                                 RG  3 VOUT              COMP 18             RT
                             Q1 (N)             0.1 F   4 VGRECT                 FB 17         100 k
                                                         5 PGND
                                                   RG    6 CHRG                 PFM 16
                                                                               GND 15
                                     RSENSE 0.1 F
                                                                                  RT 14
                                                         7 VPUMP

                                                         8 CP                SYNC/SD 13

                                                                             ISENSE 12

                   +VIN                                  9 VIN                                             R2
                                                                                                         150 k
                                                0.1 F                       VDET 11                            +VIN
                                                                                                       47 pF
                                                         10 LOWBAT                               R1
                                                                                                250 k

                                                        LOWBAT (ACTIVE HIGH)                    THRESHOLD = 2.0 V
                                                                                        RSLOPE
                                                                                                                                        UDG-99034
                                     Figure 18. Typical UCC39422 Application

28                                        POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
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                        APPLICATION INFORMATION

selecting the inductor

  The inductor must be chosen based on the desired operating frequency and the maximum load current. Higher
  frequencies allow the use of lower inductor values, reducing component size. Higher load currents require larger
  inductors with higher current ratings and less winding resistance to minimize losses. The inductor must be rated
  for operation at the highest anticipated peak current. Refer to equation (8) and equation (12) to calculate the
  peak inductor current for a boost or flyback design, based on VIN, VOUT, maximum load, frequency, and inductor
  value. Some manufacturers rate their parts for maximum energy storage in microjoules (J). This is expressed
  by:

  E + 0.5 L IPEAK2                                                                                       (21)

  where E is the required energy rating in microjoules. L is the inductor value in microhenries (H) (with current

  applied), and IPEAK is the peak current in amps that the inductor sees in the application. Another way in which
  inductor ratings are sometimes specified is the maximum volt-seconds applied. This is given simply by:

        +  VIN     D                                                                                     (22)
                f
  E  T

  where ET is the required rating in V-s, D is the duty cycle for a given VIN and VOUT, and f is the switching
  frequency in MHz. Refer to equations (7) and (11) to calculate the duty cycle for a CCM boost or flyback

  converter.

  In any case, the inductor must use a low loss core designed for high-frequency operation. High-frequency ferrite
  cores are recommended. Some manufacturers of off-the-shelf surface-mount designs are listed in Table 3. For
  flyback and SEPIC topologies, use a two-winding coupled inductor. SEPIC designs can also use two discrete
  inductors.

                   Table 3. MT COMMERCIAL INDUCTOR MANUFACTURERS

     Coilcraft Inc.  (800) 322-2645.1102 Silver Lake RD, Cary, IL 60013
     Coiltronics Inc.  (407) 241-7876 6000 Park of Commerce Blvd, Boca Raton, FL 33487
     Dale Electronics, Inc.  (605) 665-9301East Highway 50, Yankton, SD 57078
     Pulse Engineering Ltd.  (204) 633-4321300 Keewatin Street, Winnipeg, MB R2X 2R9
     Sumida  Voice (65) 296-3388  Fax (65) 293-3390 Block 996, Bendemeer Rd., #04-05/06 Singapore 33944
     BH Electronics  (612) 894-9590 12219 Wood Lake Drive, Burnsville, MN 55337
     Tokin America Inc.  (408) 432-8020155 Nicholson Lane, San Jose CA 95134

                         POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265                                     29
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                                               APPLICATION INFORMATION

selecting the filter capacitor

       The input and output filter capacitors must have low ESR and low ESL. Surface-mount tantalum, OSCONs or
       multilayer ceramics (MLCs) are recommended. The capacitor selected must have the proper ripple current
       rating for the application. Some recommended capacitor types are listed in Table 4.

    Table 4. RECOMMENDED SMT FILTER CAPACITORS

    Manufacturer  Part Number           Features
    AVX           TPS series            Low ESR tantalum
    Kemet         T410 series           Low ESR tantalum
    Murata        GRM series            Low ESR ceramic
    Sanyo         OSCON series          Low ESR organic
    Sprague       591D series           Low ESR, low profile tantalum
                  594D series           Low ESR tantalum
    Tokin         Y5U, Y5V Type         Low ESR ceramic
    Taiyo Yuden   X5R Type              Low ESR ceramic

circuit layout and grounding

       As with any high frequency switching power supply, circuit layout, hookup, and grounding are critical for proper
       operation. Although this may be a relatively low-power, low-voltage design, these issues are still very important.
       The MOSFET turn-on and turn-off times necessary to maintain high efficiency at high switching frequencies of
       1 MHz or more result in high dv/dt and di/dts. This makes stray circuit inductance especially critical. In addition,
       the high impedances associated with low-power designs, such as in the feedback divider, make them especially
       susceptible to noise pickup.

layout

       The component layout should be as tight as possible to minimize stray inductance. This is especially true of the
       high-current paths, such as in series with the MOSFETs and the input and output filter capacitors.

       The components associated with the feedback, compensation and timing should be kept away from the power
       components (MOSFETs, inductor). Keep all components as close to the IC pins as possible. Nodes that are
       especially noise sensitive are the FB and RT pins. Other sensitive pins are COMP and PFM.

grounding

       A ground plane is highly recommended. The PGND pin of the UCC39421 should be close to the grounded end
       of the current-sense resistor, the input filter cap, and the output filter cap. The GND pin should be close to the
       grounded end of the RT resistor, the feedback divider resistor, the ISENSE capacitor (if used), and the
       compensation network.

MOSFET gate resistors

       The UCC39421 includes low-impedance CMOS output drivers for the two external MOSFET switches. The
       CHRG output has a nominal resistance of 4 , and the RECT has a nominal resistance of 2 . For
       high-frequency operation using low gate charge MOSFETs, no gate resistors are required. To reduce
       high-frequency ringing at the MOSFET gates, low-value series gate resistors may be added. These should be
       non-inductive resistors, with a value of 2  to 10 , depending on the frequency of operation. Lower values
       results in better switching times, improving efficiency.

30                POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
                                           UCC29421, UCC29422, UCC39421, UCC39422

                        MULTIMODE HIGHFREQUENCY PWM CONTROLLER

                                                                                   SLUS246C - OCTOBER 1999 - REVISED FEBRUARY 2005

                        APPLICATION INFORMATION

minimizing output ripple and noise spikes

  The amount of output ripple is determined primarily by the type of output filter capacitor and how it is connected
  in the circuit. In most cases, the ripple is be dominated by the ESR (equivalent series resistance) and ESL
  (equivalent series inductance) of the capacitor, rather than the actual capacitance value. Low ESR and ESL
  capacitors are mandatory in achieving low output ripple. Surface-mount packages greatly reduce the ESL of
  the capacitor, minimizing noise spikes. To further minimize high frequency spikes, a surface mount ceramic
  capacitor should be placed in parallel with the main filter capacitor. For best results, a capacitor should be
  chosen whose self-resonant frequency is near the frequency of the noise spike. For high switching frequencies,
  ceramic capacitors alone may be used, reducing size and cost.

  For applications where the output ripple must be extremely low, a small LC filter may be added to the output.
  The resonant frequency should be below the selected switching frequency, but above that of any dynamic loads.
  The filter's resonant frequency is given by:

  fRES  +         1                                                   (23)
                 L
           2  p      C

  Where f is the frequency in Hz, L is the filter inductor value in Henries, and C is the filter capacitor value in Farads.
  It is important to select an inductor rated for the maximum load current and with minimal resistance to reduce
  losses. The capacitor should be a low-impedance type, such as a tantalum.

  If an LC ripple filter is used, the feedback point can be taken before or after the filter, as long as the filter's
  resonant frequency is well above the loop crossover frequency. Otherwise, the additional phase lag makes the
  loop unstable. The only advantage to connecting the feedback after the filter is that any small voltage drop
  across the filter inductor is corrected for in the loop, providing the best possible voltage regulation. However,
  the resistance of the inductor is usually low enough that the voltage drop is negligible.

                         POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265  31
www.ti.com                                               PACKAGE OPTION ADDENDUM

                                                                                                                        11-Mar-2005

PACKAGING INFORMATION

Orderable Device  Status (1)  Package  Package  Pins Package Eco Plan (2) Lead/Ball Finish MSL Peak Temp (3)
                                Type   Drawing             Qty
   UCC29421N      ACTIVE        PDIP
  UCC29421PW      ACTIVE                    N   16 20    None  CU SNPB Level-NA-NA-NA
UCC29421PWTR      ACTIVE       TSSOP      PW
   UCC29422N      ACTIVE       TSSOP      PW    16 90    None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR
  UCC29422PW      ACTIVE                    N
UCC29422PWTR      ACTIVE        PDIP      PW    16  1    None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR
   UCC39421N      ACTIVE       TSSOP      PW
  UCC39421PW      ACTIVE       TSSOP        N   20 18    None  CU SNPB Level-NA-NA-NA
UCC39421PWTR      ACTIVE                  PW
   UCC39422N      ACTIVE        PDIP      PW    20 70    None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR
  UCC39422PW      ACTIVE       TSSOP        N
UCC39422PWTR      ACTIVE       TSSOP      PW    20 2000  None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR
                                          PW
                                PDIP            16 25    None  CU SNPB Level-NA-NA-NA
                               TSSOP
                               TSSOP            16 90    None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR

                                                16 2000  None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR

                                                20 18    None  CU SNPB Level-NA-NA-NA

                                                20 70    None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR

                                                20 2000  None  CU NIPDAU Level-2-220C-1 YEAR

(1) The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in
a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.

(2) Eco Plan - May not be currently available - please check http://www.ti.com/productcontent for the latest availability information and additional
product content details.
None: Not yet available Lead (Pb-Free).
Pb-Free (RoHS): TI's terms "Lead-Free" or "Pb-Free" mean semiconductor products that are compatible with the current RoHS requirements
for all 6 substances, including the requirement that lead not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered
at high temperatures, TI Pb-Free products are suitable for use in specified lead-free processes.
Green (RoHS & no Sb/Br): TI defines "Green" to mean "Pb-Free" and in addition, uses package materials that do not contain halogens,
including bromine (Br) or antimony (Sb) above 0.1% of total product weight.

(3) MSL, Peak Temp. -- The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDECindustry standard classifications, and peak solder
temperature.

Important Information and Disclaimer:The information provided on this page represents TI's knowledge and belief as of the date that it is
provided. TI bases its knowledge and belief on information provided by third parties, and makes no representation or warranty as to the
accuracy of such information. Efforts are underway to better integrate information from third parties. TI has taken and continues to take
reasonable steps to provide representative and accurate information but may not have conducted destructive testing or chemical analysis on
incoming materials and chemicals. TI and TI suppliers consider certain information to be proprietary, and thus CAS numbers and other limited
information may not be available for release.

In no event shall TI's liability arising out of such information exceed the total purchase price of the TI part(s) at issue in this document sold by TI
to Customer on an annual basis.

                                       Addendum-Page 1
PW (R-PDSO-G**)                                                                                      MECHANICAL DATA

14 PINS SHOWN                                                                       MTSS001C JANUARY 1995 REVISED FEBRUARY 1999

                        0,65                                                           PLASTIC SMALL-OUTLINE PACKAGE
                                14
                                                   0,30          0,10 M
                                                   0,19
                                              8

                                                                                    0,15 NOM

                                                                 4,50 6,60
                                                                 4,30 6,20

                                                                                               Gage Plane

1                                          7                                                                 0,25

                                                                                    0 8                 0,75
                                                                                                           0,50
                                    A

1,20 MAX                                   0,15                  Seating Plane
                                           0,05                           0,10

                                            PINS **              14         16  20           24  28
                                                              8

                                    DIM

                                    A MAX        3,10 5,10 5,10 6,60 7,90 9,80

                                    A MIN        2,90 4,90 4,90 6,40 7,70 9,60

                                                                                                                   4040064/F 01/97

NOTES: A. All linear dimensions are in millimeters.
             B. This drawing is subject to change without notice.
             C. Body dimensions do not include mold flash or protrusion not to exceed 0,15.
             D. Falls within JEDEC MO-153

                                                 POST OFFICE BOX 655303 DALLAS, TEXAS 75265
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enhancements, improvements, and other changes to its products and services at any time and to discontinue
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solutions:

Products          amplifier.ti.com        Applications        www.ti.com/audio
Amplifiers        dataconverter.ti.com    Audio               www.ti.com/automotive
Data Converters   dsp.ti.com              Automotive          www.ti.com/broadband
DSP               interface.ti.com        Broadband           www.ti.com/digitalcontrol
Interface         logic.ti.com            Digital Control     www.ti.com/military
Logic             power.ti.com            Military            www.ti.com/opticalnetwork
Power Mgmt        microcontroller.ti.com  Optical Networking  www.ti.com/security
Microcontrollers                          Security            www.ti.com/telephony
                                          Telephony           www.ti.com/video
                                          Video & Imaging     www.ti.com/wireless
                                          Wireless

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