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厂商名称:Texas Instruments


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THS4631DE4 ¥31.97 150 点击查看 点击购买


High Speed FET-Input Operational Amplifier 8-SOIC -40 to 85


@ MHz5
Output current(Typ)(mA)95
Number of channels(#)1
Iq per channel(Typ)(mA)11.5
Total supply voltage(Min)(+5V=5, +/-5V=10)10
3rd harmonic(dBc)94
Offset drift(Typ)(uV/C)2.5
Package GroupMSOP-PowerPAD|8,SO PowerPAD|8,SOIC|8
BW @ Acl(MHz)325
Acl, min spec gain(V/V)1
Input bias current(Max)(pA)100
Operating temperature range(C)-40 to 85
Vn at 1 kHz(Typ)(nV/rtHz)7
Slew rate(Typ)(V/us)1000
Iq per channel(Max)(mA)13
Total supply voltage(Max)(+5V=5, +/-5V=10)32
Approx. price(US$)2.60 | 1ku
2nd harmonic(dBc)76
Vos (offset voltage @ 25 C)(Max)(mV)0.5
ArchitectureFET,Voltage FB
Vn at flatband(Typ)(nV/rtHz)7



                                                                    D-8 DDA-8 DGN-8                                THS4631                                                                                                   SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

                           FET-INPUT OPERATIONAL AMPLIFIER

                                                   Check for Samples: THS4631

FEATURES                                                            DESCRIPTION

1                                                                   The THS4631 is a high-speed, FET-input operational
                                                                    amplifier designed for applications requiring wideband
2 High Bandwidth:                                                  operation, high-input impedance, and high-power
    325 MHz in Unity Gain                                         supply voltages. By providing a 210-MHz gain
    210 MHz Gain Bandwidth Product                                bandwidth product, 15-V supply operation, and
                                                                    100-pA input bias current, the THS4631 is capable of
High Slew Rate:                                                   simultaneous wideband transimpedance gain and
    900 V/s (G = 2)                                              large output signal swing. The fast 1000 V/s slew
    1000 V/s (G = 5)                                             rate allows for fast settling times and good harmonic
                                                                    distortion at high frequencies. Low current and
Low Distortion of 76 dB, SFDR at 5 MHz                           voltage noise allow amplification of extremely
Maximum Input Bias Current: 100 pA                                low-level input signals while still maintaining a large
Input Voltage Noise: 7 nV/Hz                                      signal-to-noise ratio.
Maximum Input Offset Voltage: 500 V at 25C
Low Offset Drift: 2.5 V/C                                       The characteristics of the THS4631 make it ideally
Input Impedance: 109 || 3.9 pF                                    suited for use as a wideband photodiode amplifier.
Wide Supply Range: 5 V to 15 V                                Photodiode output current is a prime candidate for
High Output Current: 95 mA                                        transimpedance amplification as shown below. Other
                                                                    potential applications include test and measurement
APPLICATIONS                                                        systems requiring high-input impedance, ADC and
                                                                    DAC buffering, high-speed integration, and active
Wideband Photodiode Amplifier                                     filtering.
High-Speed Transimpedance Gain Stage
Test and Measurement Systems                                      The THS4631 is offered in an 8-pin SOIC (D), and
Current-DAC Output Buffer                                         the 8-pin SOIC (DDA) and MSOP (DGN) with
Active Filtering                                                  PowerPADTM package.
High-Speed Signal Integrator
High-Impedance Buffer                                             Related FET Input Amplifier Products

                 Photodiode Circuit                                 DEVICE           VS   GBWP   SLEW    VOLTAGE   MINIMUM
                                                 CF                                  (V)  (MHz)  RATE      NOISE      GAIN
                                                                                                 (V/S)   (nV/Hz)

                                                                    OPA656           5   230    290     7                                   1

                                                                    OPA657           5   1600   700     4.8                                 7

                                                                    OPA627           15  16     55      4.5                                 1

                                                                    THS4601          15  180    100     5.4                                 1



                      +                                         RL



             Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of Texas
             Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
PowerPad is a trademark of Texas Instruments.


PRODUCTION DATA information is current as of publication date.                       Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
Products conform to specifications per the terms of the Texas
Instruments standard warranty. Production processing does not
necessarily include testing of all parameters.

SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011                                                            

        This integrated circuit can be damaged by ESD. Texas Instruments recommends that all integrated circuits be handled with
        appropriate precautions. Failure to observe proper handling and installation procedures can cause damage.

        ESD damage can range from subtle performance degradation to complete device failure. Precision integrated circuits may be more
        susceptible to damage because very small parametric changes could cause the device not to meet its published specifications.


over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)(1)

VS      Supply voltage, VS to VS+                                                                              UNITS
VI      Input voltage                                                                                            33 V
IO (2)                                                                                                            VS
        Output current                                                                                         150 mA
TJ                                                                                               See Dissipation Rating Table
TA      Continuous power dissipation                                                                            150C
Tstg    Maximum junction temperature(2)                                                                         125C
        Operating free-air temperature, continues operation, long-term reliability(2)                     65C to 150C
                                                                                                               1000 V
        Storage temperature range                                                                              1500 V
                                                                                                                100 V

        ESD ratings:                    CDM


(1) The absolute maximum ratings under any condition is limited by the constraints of the silicon process. Stresses above these ratings may
      cause permanent damage. Exposure to absolute maximum conditions for extended periods may degrade device reliability. These are
      stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those specified is not implied.

(2) The maximum junction temperature for continuous operation is limited by package constraints. Operation above this temperature may
      result in reduced reliability and/or lifetime of the device.


        PACKAGE                     JC (C/W)      JA (C/W)                           POWER RATING(1) (TJ =125C)

          D (8)(2)                      38.3            95                             TA  25C       TA = 85C
          DDA (8)                        9.2           45.8
         DGN (8)                         4.7           58.4                            1.1 W          0.47 W

                                                                                       2.3 W          0.98 W

                                                                                       2.14 W         1.11 W

(1) Power rating is determined with a junction temperature of 125C. This is the point where distortion starts to substantially increase.
      Thermal management of the final PCB should strive to keep the junction temperature at or below 125C for best performance.

(2) This data was taken using the JEDEC standard High-K test PCB.


over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)

                                                                                                 MIN  MAX UNITS

VS      Supply Voltage              Dual Supply                                                  5   15           V
                                    Single Supply
                                                                                                 10   30

TA      Operating free-air temperature                                                           -40  85            C

2                                                                                      Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                                            THS4631                                                                                  SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

                    THS4631D                                                                                 Rails, 75
                   THS4631DR                                 PACKAGE TYPE SOIC 8
                                                                          SOIC 8                   Tape and Reel, 2500
                  THS4631DDA                                                                                 Rails, 75
                 THS4631DDAR                                          SOIC-PP 8(2)
                  THS4631DGN                                                                         Tape and Reel, 2500
                 THS4631DGNR                                         MSOP-PP 8(2)                         Rails, 100

                                                                                                     Tape and Reel, 2500

(1) For the most current package and ordering information, see the Package Option Addendum at the end of this document, or see the TI
      website at

(2) PowerPadTM is electrically isolated from all other pins. Connection of the PowerPAD to the PCB ground plane is recommended because
      the ground plane is typically the largest copper area on a PCB. However, connection of the PowerPAD to VS- up to VS+ is allowed if

                                                       PIN ASSIGNMENTS

                                TOP VIEW                        THS4631
                                                                         D, DDA, AND DGN

                                                       NC 1     8                   NC

                                                       VIN-  2  7                   VS+

                                                       VIN+  3  6                   VOUT -

                                                       VS-   4  5                   NC

                                                       NC = No Internal Connection

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                     3

SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011                                                                    


VS = 15 V, RF = 499 , RL = 1 k, and G = 2 (unless otherwise noted)

                                                                             TYP                   OVER TEMPERATURE

   PARAMETER                                   TEST CONDITIONS               25C         25C     0C to     40C to  UNITS           MIN/
                                                                                                    70C        85C                    MAX
AC PERFORMANCE                    G = 1, RF = 0 , VO = 200 mVPP              325           500                          MHz             Min
                                  G = 2, RF = 499 , VO = 200 mVPP            105           10                                          Max
Small signal bandwidth, -3 dB     G = 5, RF = 499 , VO = 200 mVPP             55           100                          MHz             Max
                                  G = 10, RF = 499 , VO = 200 mVPP            25           100                          MHz             Max
Gain bandwidth product            G > 20                                     210         -12.5 to                       MHz             Max
0.1 dB bandwidth flatness         G = 2, RF = 499 , CF = 8.2 pF               38           11.5                                         Min
Large-signal bandwidth            G = 2, RF = 499 , VO = 2 VPP               105            86                          V/s            Min
                                  G = 2, RF = 499 , VO = 2-V step            550
Slew rate                         G = 2, RF = 499 , VO = 10-V step           900           10                           ns             Min
                                  G = 5, RF = 499 , VO = 10-V step           1000          13                           ns             Min
Rise and fall time                2-V step                                                  90                                          Min
Settling time                     0.1%, G = -1, VO = 2-V step, CF = 4.7 pF     5            85                                          Max
HARMONIC DISTORTION               0.01%, G = -1, VO = 2-V step, CF = 4.7 pF   40          16.5                                         Min
Second harmonic distortion                                                   190            4                                          Max
                                  G = 2,        RL = 100                                    13                            dBc           Min
Third harmonic distortion         VO = 2 VPP,   RL = 1 k                      -65           10                                          Min
Input voltage noise               f = 5 MHz     RL = 100                      -76           85                            dBc           Min
Input current noise                             RL = 1 k                      -62           85                          nV/Hz
DC PERFORMANCE                    f > 10 kHz                                  -94                                       fA/Hz
Open-loop gain                    f > 10 kHz                                   7
Input offset voltage(1)                                                       20                                           dB
Average offset voltage drift(1)   RL = 1 k      25C to 85C                                        65         65          V
Input bias current                VCM = 0 V                                   80                   1600       2000      V/C
Input offset current              VCM = 0 V                                  260                   12        12          pA
INPUT CHARACTERISTICS                                                        2.5                  1500       2000         pA
                                                                              50                   700        1000

Common-mode input range                                                      -13 to 12             -12 to 11  -9 to 11     V
                                                                                                       80        80
Common-mode rejection ratio       VCM = 10 V                                     95                                       dB
Differential input resistance                                                109 || 3.9                                  || pF
Common-mode input resistance      RL = 100                                   109 || 3.9                                  || pF
                                  RL = 20                                       11                9.5       9.5      V
Output voltage swing              RL = 20                                      13.5
                                  G = 1, f = 1 MHz                                                 12.8      12.8
Static output current (sourcing)                                                 98
Static output current (sinking)   VS+ = 15.5 V to 14.5 V, VS = 15 V             95                85         80        mA
Closed loop output impedance      VS+ = 15 V, VS = -15.5 V to -14..5 V         0.1
POWER SUPPLY                                                                                       80         80        mA
Specified operating voltage                                                      5                                    
Maximum quiescent current                                                       11.5               16.5      16.5     V
Minimum quiescent current                                                        95
Power supply rejection (PSRR +)                                                  95                4         4        V
Power supply rejection (PSRR )
                                                                                                   14         14        mA

                                                                                                   9          9         mA

                                                                                                   80         80        dB

                                                                                                   80         80        dB

(1) Input offset voltage is 100% tested at 25C. It is specified by characterization and simulation over the listed temperature range.

4                                                                                        Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                                                                                                                                                                                          THS4631                                                                                                                                                             SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

                                                             TYPICAL CHARACTERISTICS (15 V GRAPHS)

                                                           TA = 25C, G = 2, RF = 499 , RL = 1 k, Unless otherwise noted.

                                                                                                                   +15 V                                     Test Data
                                                                                                                                                             Mesurement Point
                                                           50  Source                                               THS4631                           953               50  Test
                                                                   49.9                                             _                                                   Equipment

                                                                                               RG                  -15 V
                                                                                              499                     RF



                      SMALL SIGNAL FREQUENCY                                                                       SMALL SIGNAL FREQUENCY                                                               0.1-dB FLATNESS
                                   RESPONSE                                                                                    RESPONSE
                  50                                                                                            10
                                                                        VO = 200 mVPP                                     VO = 200 mVPP               CF = 0 pF

                  40 G = 100, RF = 11.3 k, RG = 115                                                              9                                                                       6.2

                                                                                                                8                        CF = 5.6 pF

Signal Gain - dB  30                                                                          Signal Gain - dB  7                                                      Signal Gain - dB  6.1
                           G = 10, RF = 499 ,
                           RG = 54.9                                                                            6                                                                                  CF = 8.2 pF
                            G = 5, RF = 499 ,                                                                   5             CF = 8.2 pF             105 MHz
                            RG = 124
                                                                                                                4                                                                        5.9
                  10 G = 2, RF = 499 ,
                            RG = 499                       105 MHz

                   0 G = 1, RF = 0                                                                               3                                                                       5.8                                38 MHz
                                                                                                                         G = 2, RF = 499 ,
                                                                                                                 1 RG = 499                                                              5.6
                                                                                                                                                                                            100 k
                  -10                                                                                           0  100 k 1 M                10 M      100 M      1G
                      100 k 1 M
                                               10 M 100 M                                 1G                                                                                                                      1M            10 M      100 M

                                f - Frequency - Hz                                                                 f - Frequency - Hz                                                                             f - Frequency - Hz

                                 Figure 1.                                                                                               Figure 2.                                                                Figure 3.

                     SMALL SIGNAL FREQUENCY                                                                         LARGE SIGNAL FREQUENCY                                                           FREQUENCY RESPONSE
                                 RESPONSE                                                                                        RESPONSE                                                                            vs

                                                                                                                8                                                                                        CAPACiTIVE LOAD
                                                                                                                                                           VO = 5 VPP
                  5                                                                                                                                                                           4                             RISO = 50 ,
                          VO = 200 mVPP                                                                         7                                                                                                             CL = 10 pF
                                                                                                                                                                                                   G = 1,
                  4                                        CF = 0 pF                                                                                                                               RF = 0 ,
                                                                                                                                                                                              2 RL = 1 k
Signal Gain - dB                              CF = 2.2 pF                                     Signal Gain - dB  6                                                      Signal Gain - dB       0

                  2                                                                                                                  VO = 0.5 VPP                                                                     RISO = 30 ,
                  1                                                                                                                                                                                                     CL = 56 pF

                   0                                                                                            4                                     105 MHz                                                         RISO = 20 ,
                                                                                 102 MHz
                                                                                                                              VO = 2 VPP                                                 -4                             CL = 100 pF
                                              CF = 5.2 pF                                                       3                                                                                  50  +15 V

                  -2                                                                                                                                                                               Source

                                                                                                                2                                                                        -6                       RISO


                  -3 G = -1, RF = 499 ,                                                                         1                                                                        -8                -15 V        RL  CL
                  -4 RG = 499

                  -5                                                                                            0                                                                        -10
                     100 k 1 M
                                               10 M 100 M                                 1G                       100 k 1 M                10 M      100 M      1G                           100 k        1M               10 M 100 M    1G

                     f - Frequency - Hz                                                                            f - Frequency - Hz                                                                             f - Frequency - Hz

                                 Figure 4.                                                                                               Figure 5.                                                                Figure 6.

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                                                                                                                                            5

SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011                                                                                                                                                                                                                                           

                                                                                              TYPICAL CHARACTERISTICS (15 V GRAPHS) (continued)

TA = 25C, G = 2, RF = 499 , RL = 1 k, Unless otherwise noted.

                                                                                 SECOND ORDER                                                                                      THIRD ORDER

                                                                              HARMONIC DISTORTION                                                                             HARMONIC DISTORTION                                                                         HARMONIC DISTORTION
                                                                                           vs                                                                                         vs
                                                                                                                                                                                                                                                                         OUTPUT VOLTAGE SWING
                                                                                        FREQUENCY                                                                                   FREQUENCY

                                                                     -30                                                                                           -30                                                                                              -50

   2nd Order Harmonic Distortion - dB                                         Gain = 2                                                                                   Gain = 2                                                                                        G = 2,
                                                                                                                                                                                                                                                                    -55 RF = 499 W,
                                                                              RF = 499 ,                                       3rd Order Harmonic Distortion - dB  -40 RF = 499 W                                                                                        CF = 8.2 pF,  HD2, RL = 100 W
                                                                              CF = 8.2 pF
                                                                     -40                                                                                                 CF = 8.2 pF                                                                                -60 f = 4 MHz HD3, RL = 100 W

                                                                              VO = 2 VPP                                                                           -50   VO = 2 VPP                                                       Harmonic Distortion - dB

                                                                     -50                                                                                                                                                                                            -65

                                                                                                                                                                   -60 RL = 100 W                                                                                   -70

                                                                     -60      RL = 100                                                                              -70                                                                                             -75
                                                                                                                                                                    -80                                                                                                                                    HD2, RL = 1 kW
                                                                                                                                                                   -100                                                                                             -80

                                                                     -70                                                                                                                                                                                            -85
                                                                                                      RL = 1 k
                                                                                                                                                                         RL = 1 kW                                                                                  -90          HD3, RL = 1 kW


                                                                     -90                     10 M                  100 M                                           -1 10                     10 M             100 M                                                 -100
                                                                          1M     f - Frequency - Hz                                                                       1M        f - Frequency - Hz                                                                      0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4

                                                                                                                                                                                                                                                                                   VO - Output Voltage Swing - VPP

                                                                                           Figure 7.                                                                                  Figure 8.                                                                                        Figure 9.

                                                                                      SLEW RATE                                                                                 OPEN-LOOP GAIN                                                                           OPEN-LOOP GAIN AND PHASE
                                                                                             vs                                                                                            vs                                                                                                 vs

                                                                                 OUTPUT VOLTAGE                                                                                  TEMPERATURE                                                                                          FREQUENCY

                                       1200                                                                                                                        82                                                                                               90                                                     50
                                       1000                                                                                                                        81
                                                                              G = 5,                                                                                                                                                                                80                                                     25
                                                                              RF = 499 ,                                                                           80
                                                                              RG = 124                                                                             79                                                                                               70                                                     0
   SR - Slew Rate - V/ s                                                                                                      Open-Loop Gain - dB                                                                   Open-Loop Gain - dB                            60                                                     -25
                                                                     800                                                                                           76

                                                                                                                                                                   75                                                                                               50                                                     -50     Phase - 5
                                                                     600                                                                                                                                                                                            40                                                     -75
                                                                                                                                                                   72                                                                                               30                                                     -100
                                                                                                                                                                    -40 -30-20 -10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
                                                                     400                                                                                                                                                                                            20                                                     -125
                                                                                                                                                                                  TC - Case Temperature - C
                                                                                                                                                                                                                                                                    10                                                     -150
                                                                                                                                                                                     Figure 11.
                                                                     200                                                                                                                                                                                               0                                                     -175
                                                                        0                                                                                                                                                                                                                                                    -200
                                                                          0                                                                                                                                                                                              1 k 10 k 100 k 1 M 10 M 100 M                     1G

                                                                              2         4  6                    8  10 12                                                                                                                                                                    f - Frequency - Hz

                                                                                 VO - Output Voltage - VPP

                                                                                          Figure 10.                                                                                                                                                                                   Figure 12.

                                                                                    INPUT VOLTAGE                                                                             QUIESCENT CURRENT                                                                                INPUT BIAS CURRENT
                                                                                               vs                                                                                            vs                                                                                               vs

                                                                                       FREQUENCY                                                                                 SUPPLY VOLTAGE                                                                                     TEMPERATURE

                                                                     100                                                                                             12                                                                                             800

                                       Input Voltage Noise - nV/ Hz                                                            I Q - Quiescent Current - mA                                     TA = 85C            I IB - Input Bias Current - pA                 700
                                                                     10                                                                                              11                            TA = 25C
                                                                                                                                                                   10.5               TA = -40C                                                                    500

                                                                                                                                                                     10                                                                                             400

                                                                                                                                                                   9.5                                                                                              300

                                                                     1                                                                                             9                                                                                                200
                                                                                                                                                                     0 2 4 6 8 10 12 14 16
                                                                     10          100       1k                      10 k 100 k                                                      VS - Supply Voltage - +V                                                         100
                                                                                        f - Frequency - Hz                                                                          Figure 14.                                                                        -40 -30 -20-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
                                                                                                                                                                                                                                                                                   TA - Free-Air Temperature - C
                                                                                          Figure 13.
                                                                                                                                                                                                                                                                                        Figure 15.

6                                                                                                                                                                                                             Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                                                                                                                                                                                     THS4631                                                                                                                                                        SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

                                               TYPICAL CHARACTERISTICS (15 V GRAPHS) (continued)

TA = 25C, G = 2, RF = 499 , RL = 1 k, Unless otherwise noted.

                                         INPUT OFFSET CURRENT                                                                            INPUT OFFSET VOLTAGE                                                      OUTPUT VOLTAGE
                                               vs                                                                                                          vs
                                         TEMPERATURE                                                                                     TEMPERATURE

                                  250                                                                                            300                                                                       13.55

                                                                                                                                         Referred to 25C

I IO - Input Offset Current - pA  225                                                                                                                                                                       13.5   VO+

                                                                                                                                 200     DDA Package

                                  200                                                                Input Offset Voltage - m V                                                  VO - Output Voltage - |V|

                                  175                                                                                             100                                                                      13.45
                                  150                                                                                                                D Package
                                  125                                                                                                                                                                       13.4
                                  100                                                                                                 0
                                   75                                                                                            -100
                                   50                                                                                                                                                                       13.3                VO-
                                   25                                                                                            -200
                                                                                                                                                              DGN Package                                  13.25
                                    -40-30-20-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90                                                    -300                                                                       13.2
                                                                                                                                       25 35 45 55 65 75 85                                                     -40-30-20-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90
                                                   TA - Free-Air Temperature - C                                                                TA - Free-Air Temperature - C
                                                                                                                                                                                                                               TC - Case Temperature - C

                                         Figure 16.                                                                                      Figure 17.                                                                Figure 18.

                                    STATIC OUTPUT DRIVE CURRENT                                                                          SMALL SIGNAL TRANSIENT                                                    LARGE SIGNAL TRANSIENT
                                                           vs                                                                                        RESPONSE                                                                  RESPONSE

                                                  TEMPERATURE                                                                     125                 Gain = 2,                                             1.2
                                                                                                                                  100                 CF = 8.2 pF,
IO - Output Drive Current - |mA|  100                                                                                                                 VI = 100 mVPP,                                          1
                                                          Source                                                                    75                RL = 1 k                                              0.8
                                                                                                                                    50     0 10 20 30 40 50 60 70 80                                        0.6
                                   98                                                                                               25                                                                      0.4
                                                                                                                                                            t - Time- ns                                    0.2
                                  96                                                                 V O - Output Voltage - mV        0                                          V O - Output Voltage - V
                                                                                                                                  -25                Figure 20.
                                  94     Sink                                                                                     -50
                                  92                                                                                             -100                                                                           0
                                                                                                                                 -125                                                                       -0.2
                                  90                                                                                                                                                                        -0.4
                                  88                                                                                                                                                                        -0.8               Gain = 2,
                                                                                                                                                                                                                               CF = 8.2 pF,
                                  86                                                                                                                                                                          -1               VI = 1 VPP,
                                                                                                                                                                                                            -1.2               RL = 1 k
                                   -40-30-20-10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90                                                                                                                                       0 10 20 30 40 50 60 70 80
                                                                                                                                                                                                                                  t - Time - ns
                                                 TC - Case Temperature - C
                                                                                                                                                                                                                   Figure 21.
                                                    Figure 19.

                                         LARGE SIGNAL TRANSIENT                                                                        LARGE SIGNAL TRANSIENT                                                      LARGE SIGNAL TRANSIENT
                                                     RESPONSE                                                                                      RESPONSE                                                                    RESPONSE

                                  2.5                                                                                            7                                                                          12
                                                                                                                                          10 VPP
                                    2                                                                                                                                                                       10                       20 VPP
                                  1.5                                                                                            5
V O - Output Voltage - V
                                                                                                     V O - Output Voltage - V    3                                               V O - Output Voltage - V   6
                                    1                                                                                                                                                                       4

                                      0                                                                                          -1                                                                          0
                                  -0.5                                                                                                                                                                      -2

                                    -1                                                                                                   Gain = 5,                                                          -4
                                         GCVRGCVRIFLIFLaa==ii===n=n2218=18=V.V.k2k222PP,,ppPP,F,F,,                              -3      RF = 499 W,                                                        -6     Gain = 5,
                                                                                                                                                       RL = 1 kW                                             -8    RF = 499 W,
                                                                                                                                 -5                                                                         -10
                                                                                                                                                                                                                   RL = 1 kW

                                  -2.5                                                                                           -7                                                                         -12
                                                 0 25 50 75 100 125 150                                                                    0 20 40 60 80 100 120 140 160 180                                           0 20 40 60 80 100 120 140 160 180
                                                                                                                                                             t - Time - ns                                                              t - Time - ns
                                         t - Time- ns
                                                                                                                                                     Figure 23.
                                         Figure 22.                                                                                                                                                                Figure 24.

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                                                                                                                                                      7

SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011                                                                                                                                                                                                                     

                                                 TYPICAL CHARACTERISTICS (15 V GRAPHS) (continued)

TA = 25C, G = 2, RF = 499 , RL = 1 k, Unless otherwise noted.

                                     SETTLING TIME                                                                                                   SETTLING TIME                                                                           OVERDRIVE RECOVERY

                               1.5                                                                                                            3                                                                                20                                               4
                            1.25                    Rising                                                                                    2.5                 Rising                                                                                  Gain = 5,
                                                                                                                                                                                                                                                          RF = 499 ,            3
                                                                                                                                                                                                                               10                         RG = 124
                               1                                                                                                              2

   V O- Output Voltage - V  0.75                                                           V O- Output Voltage - V                            1.5                                                    V O - Output Voltage - V                                                   2   V I - Input Voltage - V

                               0.5                                                                                                            1                                                                                5                                                1

                             0.25               G = -1,                                                                                        0.5             G = -1,                                                         0                                                0
                                 0              CF = 4.7 pF                                                                                       0            CF = 4.7 pF

                            -0.25                                                                                                             -0.5                                                                             -5                                               -1
                                                                                                                                              -1                                                                                                                     Output

                            -0.75                   Falling                                                                                   -1.5                                                                             -10                                              -2
                                -1                                                                                                                                                   Falling
                                                                                                                                                                                                                               -15                                              -3

                            -1.25                                                                                                             -2.5

                            -1.5                                                                                                                -3                                                                             -20  0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1     -4
                                  0 5 10 15 20 25 30 35 40                                                                                           0 5 10 15 20 25 30 35 40

                                     t - Time - ns                                                                                                             t - Time - ns                                                                          t - Time - ms

                                     Figure 25.                                                                                                                Figure 26.                                                                             Figure 27.

                                     OVERDRIVE RECOVERY                                                                                       COMMON-MODE REJECTION RATIO                                                                    REJECTION RATIO
                                                                                                                                                                      vs                                                                                 vs

                                                                                                                                                 INPUT COMMON-MODE RANGE                                                                         FREQUENCY

                          20                                 4                             V I - Input Voltage - V                            100                                                                              100
                                                                                                     CMRR - Common-Mode Rejection Ratio - dB
                                     Input                                                                                                    90                                                                                    90

                          15                                 3

V O - Output Voltage - V             Output                                                                                                   80                                                                                    80                CMRR

                          10                                 2                                                                                70                                                     Rejection Ratio - dB           70

                            5                                1                                                                                60                                                                                    60
                                                                                                                                                                                                                                    50 PSRR+
                            0                                0                                                                                50

                          -5                                 -1                                                                               40                                                                                    40

                                                                                                                                              30                                                                                    30       PSRR-

                          -10        Gain = 5,               -2                                                                               20                                                                                    20

                          -15        RF = 499 ,
                          -20        RG = 124
                                                             -3                                                                               10                                                                                    10
                            -0.05 0
                                                                                       -4                                                     0                                                                                      0       100 k    1M                  10 M  100 M
                                     0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35                                                                          -15 -10 -5       0           5                  10 15                                    10 k

                                     t - Time - ms                                                                                                   VICR - Input Common-Mode Range - V                                                               f - Frequency - Hz

                                     Figure 28.                                                                                                                Figure 29.                                                                             Figure 30.

                                                                                                                                                          OUTPUT IMPEDANCE



                                                                                           Z o - Output Impedance -                           10



                                                                                                                                              0.01             10 M 100 M                     1G
                                                                                                                                                    100 k 1 M

                                                                                                                                                     f - Frequency - Hz

                                                                                                                                                               Figure 31.

8                                                                                                                                                                                                    Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                             THS4631                                                                 SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011


INTRODUCTION                                              The large gain-bandwidth product of the THS4631
                                                          provides the capability for simultaneously achieving
The THS4631 is a high-speed, FET-input operational        both high-transimpedance gain, wide bandwidth, high
amplifier. The combination of: high gain bandwidth        slw rate, and low noise. In addition, the high-power
product of 210 MHz, high slew rate of 1000 V/s, and      supply rails provide the potential for a very wide
trimmed dc precision makes the device an excellent        dynamic range at the output, allowing for the use of
design option for a wide variety of applications,         input sources which possess wide dynamic range.
including test and measurement, optical monitoring,       The combination of these characteristics makes the
transimpedance gain circuits, and high-impedance          THS4631 a design option for systems that require
buffers. The applications section of the data sheet       transimpedance amplification of wideband, low-level
discusses these particular applications in addition to    input signals. A standard transimpedance circuit is
general information about the device and its features     shown in Figure 32.

TRANSIMPEDANCE FUNDAMENTALS                                                Photodiode Circuit

FET-input amplifiers are often used in                                                                     CF
transimpedance applications because of their
extremely high input impedance. A transimpedance                         RF
block accepts a current as an input and converts this
current to a voltage at the output. The high-input                    _
impedance associated with FET-input amplifiers
minimizes errors in this process caused by the input                  +      RL
bias currents, IIB, of the amplifier.
CIRCUIT                                                   Figure 32. Wideband Photodiode
                                                               Transimpedance Amplifier
Typically, design of a transimpedance circuit is driven
by the characteristics of the current source that         As indicated, the current source typically sets the
provides the input to the gain block. A photodiode is     requirements for gain, speed, and dynamic range of
the most common example of a capacitive current           the amplifier. For a given amplifier and source
source that interfaces with a transimpedance gain         combination, achievable performance is dictated by
block. Continuing with the photodiode example, the        the following parameters: the amplifier
system designer traditionally chooses a photodiode        gain-bandwidth product, the amplifier input
based on two opposing criteria: speed and sensitivity.    capacitance, the source capacitance, the
Faster photodiodes cause a need for faster gain           transimpedance gain, the amplifier slew rate, and the
stages, and more sensitive photodiodes require            amplifier output swing. From this information, the
higher gains in order to develop appreciable signal       optimal performance of a transimpedance circuit
levels at the output of the gain stage.                   using a given amplifier is determined. Optimal is
                                                          defined here as providing the required
These parameters affect the design of the                 transimpedance gain with a maximized flat frequency
transimpedance circuit in a few ways. First, the speed    response.
of the photodiode signal determines the required
bandwidth of the gain circuit. Second, the required       For the circuit shown in Figure 32, all but one of the
gain, based on the sensitivity of the photodiode, limits  design parameters is known; the feedback capacitor
the bandwidth of the circuit. Third, the larger           (CF) must be determined. Proper selection of the
capacitance associated with a more sensitive signal       feedback capacitor prevents an unstable design,
source also detracts from the achievable speed of the     controls pulse response characteristics, provides
gain block. The dynamic range of the input signal         maximized flat transimpedance bandwidth, and limits
also places requirements on the amplifier dynamic         broadband integrated noise. The maximized flat
range. Knowledge of the source output current levels,     frequency response results with CF calculated as
coupled with a desired voltage swing on the output,       shown in Equation 1, where CF is the feedback
dictates the value of the feedback resistor, RF. The      capacitor, RF is the feedback resistor, CS is the total
transfer function from input to output is VOUT = IINRF.   source capacitance (including amplifier input
                                                          capacitance and parasitic capacitance at the inverting
                                                          node), and GBP is the gain-bandwidth product of the
                                                          amplifier in hertz.

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         1                      2         4CS                                                 20 dB/Decade
                                         RF G B                                               Rate-of-Closure
      p RF G BP )                                                AOL
                          1        )             P         Gain
                   p RF G BP                                      -20 dB/
                                      p                           Decade

CF +               2                                (1)

Once the optimal feedback capacitor has been                     Noise Gain
selected, the transimpedance bandwidth can be
calculated with Equation 2.

F*3dB +         GBP                                (2)                               20 dB/                GBP
                                                                                      Decade                             f
         2 p RF CS ) CF

         CI(CM)    CI(DIFF)           +                          Zero        Pole
                            CP        _
                                                           Figure 34. Transimpedance Circuit Bode Plot

         I(DIODE)     CD                 CF                The performance of the THS4631 has been
                                                           measured for a variety of transimpedance gains with
                      CS = CI(CM) + CI(DIFF) + CP + CD     a variety of source capacitances. The achievable
                                                           bandwidths of the various circuit configurations are
         A. The total source capacitance is the sum of     summarized numerically in Table 1. The frequency
               several distinct capacitances.              responses are presented in Figure 35, Figure 36, and
                                                           Figure 37.
    Figure 33. Transimpedance Analysis Circuit
                                                           Note that the feedback capacitances do not
Where:                                                     correspond exactly with the values predicted by the
     CI(CM) is the common-mode input capacitance.          equation. They have been tuned to account for the
     CI(DIFF) is the differential input capacitance.       parasitic capacitance of the feedback resistor
     CD is the diode capacitance.                          (typically 0.2 pF for 0805 surface mount devices) as
     CP is the parasitic capacitance at the inverting      well as the additional capacitance associated with the
     node.                                                 PC board. The equation should be used as a starting
                                                           point for the design, with final values for CF optimized
The feedback capacitor provides a pole in the noise        in the laboratory.
gain of the circuit, counteracting the zero in the noise
gain caused by the source capacitance. The pole is         Table 1. Transimpedance Performance Summary
set such that the noise gain achieves a 20-dB per                         for Various Configurations
decade rate-of-closure with the open-loop gain
response of the amplifier, resulting in a stable circuit.      SOURCE       TRANS-              FEEDBACK         -3 dB
As indicated, the formula given provides the feedback      CAPACITANCE   IMPEDANCE            CAPACITANCE   FREQUENCY
capacitance for maximized flat bandwidth. Reduction
in the value of the feedback capacitor can increase                (PF)    GAIN ()                    (PF)       (MHZ)
the signal bandwidth, but this occurs at the expense                18         10 k                     2         15.8
of peaking in the ac response.                                      18        100 k                   0.5
                                                                    18         1M                       0           3
                                                                    47         10 k                   2.2          1.2
                                                                    47        100 k                   0.7          8.4
                                                                    47         1M                     0.2          2.1
                                                                   100         10 k                     3         0.52
                                                                   100        100 k                     1          5.5
                                                                   100         1M                     0.2          1.4

10                                                                       Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                                                                                                                         THS4631                                                                                                              SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

Table 1. Transimpedance Performance Summary                                                           is difficult to measure the frequency response with
       for Various Configurations (continued)                                                         traditional laboratory equipment because the circuit
                                                                                                      requires a current as an input rather than a voltage.
            Transimpedance Gain - dB  10-k TRANSIMPEDANCE RESPONSES                                   Also, the capacitance of the current source has a
                                                                                                      direct effect on the frequency response. A simple
                                         85                                                           interface circuit can be used to emulate a capacitive
                                                                                     CS = 18 PF       current source with a network analyzer. With this
                                                                                     CF = 2 PF        circuit, trans- impedance bandwidth measurements
                                                                                                      are simplified, making amplifier evaluation easier and
                                      80                                                              faster.

                                                        CS = 47 PF
                                                        CF = 2.2 PF

                                                         CS = 100 PF                                  Network Analizer               IO

                                                         CF = 3 PF

                                      70                                                                       50 W 50 W             C2           IO                     1
                                             VS = 15 V
                                                                                                                                                VS        (s)  +
                                           RL = 1 k                                                                                                                            C1
                                           RF = 10 k                                                                       RS        C1                            2 RS  1  )

                                      65         100 k              1M      10 M                1G    VS                                             (Above the Pole Frequency)
                                         10 k

                                                      f - Frequency - Hz

                                                 Figure 35.

                                      100-k TRANSIMPEDANCE RESPONSES                                          A. The interface network creates a capacitive,
                                                                                                                     constant current source from a network
                                        105                                                                          analyzer and properly terminates the
                                                                                                                     network analyzer at high frequencies.
            Transimpedance Gain - dB                                               CS = 18 PF
                                                                                   CF = 0.5 PF        Figure 38. Emulating a Capacitive Current Source
                                      100                                                                               With a Network Analyzer

                                                 CS = 47 PF

                                      95         CF = 0.7 PF

                                                                                                      The transconductance transfer function of the

                                                 CS = 100 PF                                          interface circuit is:

                                                 CF = 1 PF                                                                 s

                                      90                                                                IO           2 RS   1)CC12
                                             VS = 15 V
                                                                                                      VS             )2          1
                                           RL = 1 k                                                                        RS C1)C2

                                           RF = 100 k                                                     (s)  +

                                      85         100 k              1M      10 M                1G                s                                                                (3)
                                         10 k

                                                      f - Frequency - Hz

                                                 Figure 36.                                           The transfer function contains a zero at dc and a pole


                                      1-M TRANSIMPEDANCE RESPONSES                                    at: 2 RS (C1 ) C2) . The transconductance is constant

                                      125                                                                            1
                                                                                       CS = 18 PF
                                                                                       CF = 0 PF        at:                C1
            Transimpedance Gain - dB                                                                      2 RS       1  )  C2  ,     above           the  pole        frequency,

                                      115                                                             providing a controllable ac-current source. This circuit
                                                       CS = 47 PF
                                                                                                      also properly terminates the network analyzer with 50
                                                       CF = 0.2 PF                                     at high frequencies. The second requirement for
                                      110                                                             this current source is to provide the desired output

                                                 CS = 100 PF

                                      105        CF = 0.2 PF                                          impedance, emulating the output impedance of a
                                                                                                      photodiode or other current source. The output
                                           VS = 15 V
                                      100  RL = 1 k                                                   impedance of this circuit is given by:

                                           RF = 1 M                                                       ZO(s)

                                      95   10 k       100 k             1M                      10 M                              s  )           1
                                                      f - Frequency - Hz                                       +  C1    )  C2            2  RS
                                                                                                                  C1       C2
                                                 Figure 37.                                                                       s  s   )        1
                                                                                                                                            2   RS   C1

MEASURING TRANSIMPEDANCE                                                                              Assuming C1 >> C2, the equation reduces to:
                                                                                                      ZO  [     1    ,  giving    the    appearance            of  a     capacitive
While there is no substitute for measuring the                                                                 s C2
performance of a particular circuit under the exact
conditions that are used in the application, the                                                      source at a higher frequency.
complete system environment often makes
measurements harder. For transimpedance circuits, it                                                  Capacitor values should be chosen to satisfy two
                                                                                                      requirements. First, C2 represents the anticipated
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SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011             REQ + RF11)RF2    
such that the corner frequency of the                                                             (5)
transconductance network is much less than the                   RF3              CF
transimpedance bandwidth of the circuit. Choosing                                      RL
this corner frequency properly leads to more accurate                RF1          RF2
measurements of the transimpedance bandwidth. If
the interface circuit corner frequency is too close to                         _
the bandwidth of the circuit, determining the power
level in the flatband is difficult. A decade or more of                        +
flat bandwidth provides a good basis for determining
the proper transimpedance bandwidth.                               -V(Bias)

ALTERNATIVE TRANSIMPEDANCE                               A. A resistive T-network enables high
CONFIGURATIONS                                                 transimpedance gain with reasonable
                                                               resistor values.
Other transimpedance configurations are possible.
Three possibilities are shown below.                     Figure 40. Alternative Transimpedance
                                                                          Configuration 2
The first configuration is a slight modification of the
basic transimpedance circuit. By splitting the           The third configuration uses a capacitive T-network to
feedback resistor, the feedback capacitor value          achieve fine control of the compensation capacitance.
becomes more manageable and easier to control.           The capacitor CF3 can be used to tune the total
This type of compensation scheme is useful when the      effective feedback capacitance to a fine degree. This
feedback capacitor required in the basic configuration   circuit behaves the same as the basic
becomes so small that the parasitic effects of the       transimpedance configuration, with the effective CF
board and components begin to dominate the total         given by Equation 6.
feedback capacitance. By reducing the resistance
across the capacitor, the capacitor value can be            1         CF3
increased. This mitigates the dominance of the                        CF2
parasitic effects.                                       CFEQ


                                                         +   1   1)
         RF1     RF2                                                                                        (6)

              _                                                      CF3

              +       RL                                             CF1          CF2

                  -V(Bias)                                                 RF

         A. Splitting the feedback resistor enables use                        _
               of a larger, more manageable feedback
               capacitor.                                                      +       RL

       Figure 39. Alternative Transimpedance                       -V(Bias)
                         Configuration 1
                                                         A. A capacitive T-network enables fine control
The second configuration uses a resistive T-network            of the effective feedback capacitance using
to achieve high transimpedance gains using relatively          relatively large capacitor values.
small resistor values. This topology can be useful
when the desired transimpedance gain exceeds the         Figure 41. Alternative Transimpedance
value of available resistors. The transimpedance gain                     Configuration 3
is given by Equation 5.

12                                                          Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                                                      THS4631                                                               SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

SUMMARY OF KEY DECISIONS IN                                 feedback resistors this large or anticipate using an
TRANSIMPEDANCE DESIGN                                       external compensation scheme to stabilize the circuit.
                                                            Using a simple capacitor in parallel with the feedback
The following is a simplified process for basic             resistor makes the amplifier more stable as shown in
transimpedance circuit design. This process gives a         the Typical Characteristics graphs.
start to the design process, though it does ignore
some aspects that may be critical to the circuit.           NOISE ANALYSIS

STEP 1: Determine the capacitance of the source.            High slew rate, unity gain stable, voltage-feedback
                                                            operational amplifiers usually achieve their slew rate
STEP 2: Calculate the total source capacitance,             at the expense of a higher input noise voltage. The
         including the amplifier input capacitance, CI(CM)  7 nV/Hz input voltage noise for the THS4631 is,
         and CI(DIFF).                                      however, much lower than comparable amplifiers
                                                            while achieving high slew rates. The input-referred
STEP 3: Determine the magnitude of the possible             voltage noise, and the input-referred current noise
         current output from the source, including the      term, combine to give low output noise under a wide
         minimum signal current anticipated and             variety of operating conditions. Figure 42 shows the
         maximum signal current anticipated.                amplifier noise analysis model with all the noise terms
                                                            included. In this model, all noise terms are taken to
STEP 4: Choose a feedback resistor value such that          be noise voltage or current density terms in either
         the input current levels create the desired        nV/Hz or fA/Hz.
         output signal voltages, and
         ensure that the output voltages can                                    ENI
         accommodate the dynamic range of the input
         signal.                                                                         +

STEP 5: Calculate the optimum feedback                      RS                  IBN      _                EO
         capacitance using Equation 1.
                                                            ERS          4kTRS              Rf   ERF
STEP 6: Calculate the bandwidth given the
         resulting component values.                                     4kT         Rg     IBI    4kTRf

STEP 7: Evaluate the circuit to determine if all design                  Rg
         goals are satisfied.
                                                                                                                          4kT = 1.6E-20J
SELECTION OF FEEDBACK RESISTORS                                                                                                at 290K

Feedback resistor selection can have a significant               Figure 42. Noise Analysis Model
effect on the performance of the THS4631 in a given
application, especially in configurations with low          The total output noise voltage can be computed as
closed-loop gain. If the amplifier is configured for        the square root of all square output noise voltage
unity gain, the output should be directly connected to      contributors. Equation 7 shows the general form for
the inverting input. Any resistance between these two       the output noise voltage using the terms shown in
points interacts with the input capacitance of the          Figure 42.
amplifier and causes an additional pole in the
frequency response. For nonunity gain configurations,         EO +
low resistances are desirable for flat frequency                 ENI2 ) IBNRS2 ) 4kTRS NG2 ) IBIRf2 ) 4kTRfNG
response. However, care must be taken not to load
the amplifier too heavily with the feedback network if                                                                                    (7)
large output signals are expected. In most cases, a
trade off is made between the frequency response            Dividing this expression by the noise gain [NG = (1+
characteristics and the loading of the amplifier. For a
gain of 2, a 499-feedback resistor is a suitable            Rf/Rg)] gives the equivalent input-referred spot noise
operating point from both perspectives. If resistor         voltage at the noninverting input, as shown in
values are chosen too large, the THS4631 is subject
to oscillation problems. For example, an inverting          Equation 8:
amplifier configuration with a 5-k gain resistor and a
5-k feedback resistor develops an oscillation due to           EN +                         IBIRf  2      4kTR
the interaction of the large resistors with the input                                       NG             NG
capacitance. In low gain configurations, avoid                   ENI2 ) IBNRS2 ) 4kTRS )              )                                   f

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                                                            Using high resistor values can dominate the total

                                                            equivalent input-referred noise. Using a 3-k
                                                            source-resistance (RS) value adds a voltage noise
                                                            term of approximately 7 nV/Hz. This is equivalent to
                                                            the amplifier voltage noise term. Using higher resistor


SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011             performance of the THS4631. Resistors should be
                                                           a very low reactance type. Surface-mount
values dominate the noise of the system. Although          resistors work best and allow a tighter overall
the THS4631 JFET input stage is ideal for                  layout. Again, keep their leads and PC board
high-source impedance because of the low-bias              trace length as short as possible. Never use
currents, the system noise and bandwidth is limited        wirebound type resistors in a high frequency
by a high-source (RS) impedance.                           application. Since the output pin and inverting
                                                           input pins are the most sensitive to parasitic
SLEW RATE PERFORMANCE WITH VARYING                         capacitance, always position the feedback and
INPUT STEP AMPLITUDE AND RISE/FALL                         series output resistors, if any, as close as possible
TIME                                                       to the inverting input pins and output pins. Other
                                                           network components, such as input termination
Some FET input amplifiers exhibit the peculiar             resistors, should be placed close to the
behavior of having a larger slew rate when presented       gain-setting resistors. Even with a low parasitic
with smaller input voltage steps and slower edge           capacitance shunting the external resistors,
rates due to a change in bias conditions in the input      excessively high resistor values can create
stage of the amplifier under these circumstances.          significant time constants that can degrade
This phenomena is most commonly seen when FET              performance. Good axial metal-film or
input amplifiers are used as voltage followers. As this    surface-mount resistors have approximately 0.2
behavior is typically undesirable, the THS4631 has         pF in shunt with the resistor. For resistor values >
been designed to avoid these issues. Larger                2.0 k, this parasitic capacitance can add a pole
amplitudes lead to higher slew rates, as would be          and/or a zero that can effect circuit operation.
anticipated, and fast edges do not degrade the slew        Keep resistor values as low as possible,
rate of the device. The high slew rate of the THS4631      consistent with load driving considerations.
allows improved SFDR and THD performance,
especially noticeable above 5 MHz.                         Connections to other wideband devices on the

PRINTED-CIRCUIT BOARD LAYOUT                               board may be made with short direct traces or
PERFORMANCE                                                through onboard transmission lines. For short

Achieving optimum performance with high frequency          connections, consider the trace and the input to
amplifier-like devices in the THS4631 requires careful
attention to board layout parasitic and external           the next device as a lumped capacitive load.
component types.
                                                           Relatively wide traces (50 mils to 100 mils) should
Recommendations that optimize performance include:
                                                           be used, preferably with ground and power planes
Minimize parasitic capacitance to any ac ground
    for all of the signal I/O pins. Parasitic capacitance  opened up around them. Estimate the total
    on the output and input pins can cause instability.
    To reduce unwanted capacitance, a window               capacitive load and determine if isolation resistors
    around the signal I/O pins should be opened in all
    of the ground and power planes around those            on the outputs are necessary. Low parasitic
    pins. Otherwise, ground and power planes should
    be unbroken elsewhere on the board.                    capacitive loads (< 4 pF) may not need an RS

Minimize the distance (< 0.25") from the power           since the THS4631 is nominally compensated to
    supply pins to high frequency 0.1-F and 100-pF
    de-coupling capacitors. At the device pins, the        operate with a 2-pF parasitic load. Higher parasitic
    ground and power plane layout should not be in
    close proximity to the signal I/O pins. Avoid          capacitive loads without an RS are allowed as the
    narrow power and ground traces to minimize
    inductance between the pins and the de-coupling        signal gain increases (increasing the unloaded
    capacitors. The power supply connections should
    always be de-coupled with these capacitors.            phase margin). If a long trace is required, and the
    Larger (6.8 F or more) tantalum de-coupling
    capacitors, effective at lower frequency, should       6-dB signal loss intrinsic to a doubly-terminated
    also be used on the main supply pins. These may
    be placed somewhat farther from the device and         transmission line is acceptable, implement a
    may be shared among several devices in the
    same area of the PC board.                             matched impedance transmission line using

Careful selection and placement of external              microstrip or stripline techniques (consult an ECL
    components preserve the high frequency
                                                           design handbook for microstrip and stripline layout
                                                           techniques).  A

                                                           50- environment is not necessary onboard, and

                                                           in fact, a higher impedance environment improves

                                                           distortion as shown in the distortion versus load

                                                           plots. With a characteristic board trace impedance

                                                           based on board material and trace dimensions, a

                                                           matching series resistor into the trace from the

                                                           output of the THS4631 is used as well as a

                                                           terminating shunt resistor at the input of the

                                                           destination device. Remember also that the

                                                           terminating impedance is the parallel combination

                                                           of the shunt resistor and the input impedance of

                                                           the destination device: this total effective

                                                           impedance should be set to match the trace

                                                           Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                                             THS4631

    impedance. If the 6-dB attenuation of a doubly                       SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011
    terminated transmission line is unacceptable, a
    long trace can be series-terminated at the source                              0.205         0.017
    end only. Treat the trace as a capacitive load in                              0.060
    this case. This does not preserve signal integrity                   Pin 1  0.013
    or a doubly-terminated line. If the input impedance
    of the destination device is low, there is some               0.030                          0.025 0.094
    signal attenuation due to the voltage divider        0.075
    formed by the series output into the terminating
    impedance.                                                           0.010  0.035            0.040
Socketing a high-speed part like the THS4631 is
    not recommended. The additional lead length and                             Top View
    pin-to-pin capacitance introduced by the socket
    creates a troublesome parasitic network which        Figure 44. DGN PowerPAD PCB Etch and Via
    makes it almost impossible to achieve a smooth,                                 Pattern
    stable frequency response. Best results are
    obtained by soldering the THS4631 part directly                                0.300             0.026
    onto the board.                                                                0.100  0.010
                                                                         Pin 1
The THS4631 is available in a thermally-enhanced
PowerPAD family of packages. These packages are                                           0.030
constructed using a downset leadframe upon which
the die is mounted [see Figure 43 (a) and Figure 43              0.060                           0.050 0.176
(b)]. This arrangement results in the lead frame being   0.140
exposed as a thermal pad on the underside of the
package [see Figure 43 (c)]. Because this thermal                0.060
pad has direct thermal contact with the die, excellent
thermal performance can be achieved by providing a                              0.035                         0.080
good thermal path away from the thermal pad                                               All Units in Inches
The PowerPAD package allows for both assembly                             vias
and thermal management in one manufacturing
operation. During the surface-mount solder operation                            Top View
(when the leads are being soldered), the thermal pad
can also be soldered to a copper area underneath the     Figure 45. DDA PowerPAD PCB Etch and Via
package. Through the use of thermal paths within this                               Pattern
copper area, heat can be conducted away from the
package into either a ground plane or other heat         PowerPAD PCB LAYOUT CONSIDERATIONS
dissipating device.
                                                         1. PCB with a top side etch pattern is shown in
The PowerPAD package represents a breakthrough                Figure 44 and Figure 45. There should be etch
in combining the small area and ease of assembly of           for the leads and for the thermal pad.
surface mount with the mechanical methods of
heatsinking.                                             2. Place the recommended number of holes in the
                                                              area of the thermal pad. These holes should be
DIE                                                           10 mils in diameter. Keep them small so that
                                                              solder wicking through the holes is not a problem
Side View (a)      Thermal                                    during reflow.
              DIE                                        3. Additional vias may be placed anywhere along
                                                              the thermal plane outside of the thermal pad
End View (b)       Bottom View (c)                            area. This helps dissipate the heat generated by
                                                              the THS4631 IC. These additional vias may be
Figure 43. Views of Thermally Enhanced Package                larger than the 10-mil diameter vias directly under
                                                              the thermal pad. They can be larger because
Although there are many ways to properly heatsink             they are not in the thermal pad area to be
the PowerPAD package, the following steps illustrate
the recommended approach.                                                                                                                       15

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SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011           PD max +  Tmax * TA                                                                     (9)
     soldered so that wicking is not a problem.
4. Connect all holes to the internal ground plane.
     Although the PowerPAD is electrically isolated           PDmax is the maximum power dissipation in the
     from all pins and the active circuitry, connection       amplifier (W).
     to the ground plane is recommended. This is due
     to the fact that ground planes on most PCBs are          Tmax is the absolute maximum junction
     typically the targets copper area. Offering the          temperature (C).
     best thermal path heat to flow out of the device.
                                                              TA is the ambient temperature (C).
5. When connecting these holes to the ground                  JA = JC + CA
     plane, do not use the typical web or spoke via
     connection methodology. Web connections have                  JC is the thermal coefficient from the silicon
     a high thermal resistance connection that is                  junctions to the case (C/W).
     useful for slowing the heat transfer during
     soldering operations. This makes the soldering of             CA is the thermal coefficient from the case to
     vias that have plane connections easier. In this              ambient air (C/W).
     application, however, low thermal resistance is
     desired for the most efficient heat transfer.       NOTE:
     Therefore, the holes under the THS4631
     PowerPAD package should make their                       For systems where heat dissipation is more
     connection to the internal ground plane with a           critical, the THS4631 is offered in an 8-pin MSOP
     complete connection around the entire                    with PowerPAD package and an 8-pin SOIC with
     circumference of the plated-through hole.                PowerPAD package with better thermal
                                                              performance. The thermal coefficient for the
6. The top-side solder mask should leave the                  PowerPAD packages are substantially improved
     terminals of the package and the thermal pad             over the traditional SOIC. Maximum power
     area with its via holes exposed. The bottom-side         dissipation levels are depicted in Figure 46 for the
     solder mask should cover the via holes of the            available packages. The data for the PowerPAD
     thermal pad area. This prevents solder from              packages assume a board layout that follows the
     being pulled away from the thermal pad area              PowerPAD layout guidelines referenced above
     during the reflow process.                               and detailed in the PowerPAD application note
                                                              number SLMA002. Figure 46 also illustrates the
7. Apply solder paste to the exposed thermal pad              effect of not soldering the PowerPAD to a PCB.
     area and all of the IC terminals.                        The thermal impedance increases substantially
                                                              which may cause serious heat and performance
8. With these preparatory steps in place, the IC is           issues. Be sure to always solder the PowerPAD
     simply placed in position and run through the            to the PCB for optimum performance.
     solder reflow operation as any standard
     surface-mount component. This results in a part     PD - Maximum Power Dissipation - W    4
     that is properly installed.
                                                                                                        TJ = 125C
POWER DISSIPATION AND THERMAL                                                                3.5
To maintain maximum output capabilities, the                                                                          JA = 58.4C/W
THS4631 does not incorporate automatic thermal
shutoff protection. The designer must take care to                                           2.5
ensure that the design does not violate the absolute
maximum junction temperature of the device. Failure                                                                                 JA = 98C/W
may result if the absolute maximum junction                                                    2
temperature of 150C is exceeded. For best
performance, design for a maximum junction                                                   1.5
temperature of 125C. Between 125C and 150C,
damage does not occur, but the performance of the                                            1
amplifier begins to degrade. The thermal
characteristics of the device are dictated by the                                            0.5
package and the PC board. Maximum power                                                                   JA = 158C/W
dissipation for a given package can be calculated
using Equation 9.                                                                              0
                                                                                                -40 -20 0 20 40 60 80 100

                                                                                                               TA - Free-Air Temperature - C

                                                         Figure 46. Maximum Power Dissipation
                                                                   vs. Ambient Temperature

16                                                                                                Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                                    THS4631

Results are with no air flow and PCB size = 3" x 3 "                   SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

     JA = 58.4C/W for the 8-pin MSOP with                Figure 48. EVM Layers 2 and 3, Ground
     PowerPAD (DGN).

     JA = 98C/W for the 8-pin SOIC high-K test PCB

     JA = 158C/W for the 8-pin MSOP with
     PowerPAD, without solder.

When determining whether or not the device satisfies
the maximum power dissipation requirement, it is
important to not only consider quiescent power
dissipation, but also dynamic power dissipation. Often
times, this is difficult to quantify because the signal
pattern is inconsistent, but an estimate of the RMS
power dissipation can provide visibility into a possible


Texas Instruments is committed to providing its
customers with the highest quality of applications
support. To support this goal an evaluation board has
been developed for the THS4631 operational
amplifier. The board is easy to use, allowing for
straightforward evaluation of the device. The
evaluation board can be ordered through the Texas
Instruments web site,, or through your
local Texas Instruments sales representative. The
board layers are provided in Figure 47, Figure 48,
and Figure 49. The bill of materials for the evaluation
board is provided in Table 2.

                 Figure 47. EVM Top Layer                 Figure 49. EVM Bottom Layer

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                          17

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                                                Table 2. THS4631DDA EVM

    ITEM                    DESCRIPTION         SMD                   REFERENCE          PCB         MANUFACTURER'S
      1                                         SIZE                  DESIGNATOR     QUANTITY          PART NUMBER(1)
      4   CAP, 2.2 F, CERAMIC, X5R, 25 V       1206                                           (AVX) 12063D225KAT2A
          CAP, 0.1F, CERAMIC, X7R, 50 V        0805                       C3, C6          2   (AVX) 08055C104KAT2A
      6   OPEN                                  0805                       C1, C2          2
      7   RESISTOR, 0 OHM, 1/8 W                0805                    R4, Z4, Z6         3   (KOA) RK73Z2ATTD
      8   RESISTOR, 499 OHM, 1/8 W, 1%          0805                                       1   (KOA) RK73H2ATTD4990F
      9   OPEN                                  1206                          Z2           2
     10   RESISTOR, 0 OHM, 1/4 W                1206                       R3, Z5          2   (KOA) RK73Z2BLTD
     11   RESISTOR, 49.9 OHM, 1/4 W, 1%         1206                       R8, Z9          1   (KOA) RK73H2BLTD49R9F
     13   RESISTOR, 953 OHM, 1/4 W, 1%          1206                                       1   (KOA) RK73H2BLTD9530F
     14   CONNECTOR, SMA PCB JACK                                             R1           1   (JOHNSON) 142-0701-801
     15   JACK, BANANA RECEPTANCE, 0.25"                                      R2           3
          DIA. HOLE                                                           Z3               (SPC) 813
     16   TEST POINT, BLACK                                              J1, J2, J3        3
     17   TEST POINT, RED                                                                      (KEYSTONE) 5001
     18   STANDOFF, 4-40 HEX, 0.625" LENGTH                              J4, J5, J6        2   (KEYSTONE) 5000
     19   SCREW, PHILLIPS, 4-40, .250"                                                     1   (KEYSTONE) 1808
          IC, THS4631                                                    TP1, TP2          4   SHR-0440-016-SN
          BOARD, PRINTED CIRCUIT                                             TP3           4   (TI) THS4631DDA
                                                                                           1   (TI) EDGE # 6467873 Rev.A
                                                                              U1           1

(1) The manufacturer's part numbers are used for test purposes only.


Computer simulation of circuit performance using SPICE is often useful when analyzing the performance of
analog circuits and systems. This is particularly true for video and RF-amplifier circuits where parasitic
capacitance and inductance can have a major effect on circuit performance. A SPICE model for the THS4631 is
available through either the Texas Instruments web site ( These models help in predicting
small-signal ac and transient performance under a wide variety of operating conditions. They are not intended to
model the distortion characteristics of the amplifier, nor do they attempt to distinguish between the package types
in their small-signal ac performance. Detailed information about what is and is not modeled is contained in the
model file itself.

18                                                                                   Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                                                                           THS4631

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            Figure 50. THS4631 EVM Schematic

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated  19

SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011                               


PowerPAD Made Easy, application brief (SLMA004)
PowerPAD Thermally Enhanced Package, technical brief (SLMA002)
Noise Analysis of FET Transimpedance Amplifiers, application bulletin, Texas Instruments Literature Number

Tame Photodiodes With Op Amp Bootstrap, application bulletin, Texas Instruments Literature Number

Designing Photodiode Amplifier Circuits With OPA128, application bulletin, Texas Instruments Literature

    Number SBOA061.
Photodiode Monitoring With Op Amps, application bulletin, Texas Instruments Literature Number SBOA035.
Comparison of Noise Performance Between a FET Transimpedance Amplifier and a Switched Integrator,

    Application Bulletin, Texas Instruments Literature Number SBOA034.


It is important to operate this EVM within the input and output voltage ranges as specified in the table provided

         Input Range, VS+ to VS                10 V to 30 V
         Input Range, VI                        10 V to 30 V NOT TO EXCEED VS+ or VS
         Output Range, VO                       10 V to 30 V NOT TO EXCEED VS+ or VS

Exceeding the specified input range may cause unexpected operation and/or irreversible damage to the EVM. If
there are questions concerning the input range, please contact a TI field representative prior to connecting the
input power.

Applying loads outside of the specified output range may result in unintended operation and/or possible
permanent damage to the EVM. Consult the product data sheet or EVM user's guide (if user's guide is available)
prior to connecting any load to the EVM output. If there is uncertainty as to the load specification, please contact
a TI field representative.

During normal operation, some circuit components may have case temperatures greater than 30C. The EVM is
designed to operate properly with certain components above 50C as long as the input and output ranges are
maintained. These components include but are not limited to linear regulators, switching transistors, pass
transistors, and current sense resistors. These types of devices can be identified using the EVM schematic
located in the material provided. When placing measurement probes near these devices during operation, please
be aware that these devices may be very warm to the touch.

Mailing Address: Texas Instruments Post Office Box 655303 Dallas, Texas 75265

20                                              Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated
                                                                         THS4631                                                               SLOS451B DECEMBER 2004 REVISED AUGUST 2011

                                                       REVISION HISTORY

Changes from Original (December 2004) to Revision A                      Page

Changed the Related FET Input Amplifier Products table .................................................................................................... 1
Changed the Differential input resistance value From: 109 || 6.5 To: 109 || 3.9 ................................................................... 4
Changed the Common-mode input resistance value From: 109 || 6.5 To: 109 || 3.9 ............................................................ 4
Changed Figure 8 - From: RL = 499 To RF = 499 ........................................................................................................... 6
Changed Figure 9 - From: RL = 499 To RF = 499 ........................................................................................................... 6
Added Figure 23 ................................................................................................................................................................... 7
Added Figure 24 ................................................................................................................................................................... 7
Added Figure 50 ................................................................................................................................................................. 19

Changes from Revision A (March 2005) to Revision B                       Page

Changed the Tstg value in the Absolute Maximum Ratings table From: 65C to 150C To: 65C to 150C ...................... 2

Copyright 20042011, Texas Instruments Incorporated                    21
                                                                                                  PACKAGE OPTION ADDENDUM                                                                                                                                                2-Aug-2011


Orderable Device  Status (1) Package Type Package                Pins  Package Qty  Eco Plan (2)     Lead/     MSL Peak Temp (3)                               Samples
     THS4631D                                           Drawing    8          75                  Ball Finish                                             (Requires Login)
                                                                                    Green (RoHS
   THS4631DDA     ACTIVE  SOIC      D                                                & no Sb/Br)  CU NIPDAU Level-2-260C-1 YEAR
   THS4631DE4                                                                       Green (RoHS
   THS4631DGN     ACTIVE SO PowerPAD DDA                         8     75            & no Sb/Br)  CU SN Level-2-260C-1 YEAR
THS4631DGNG4                                                                       Green (RoHS
  THS4631DGNR     ACTIVE  SOIC      D                            8     75            & no Sb/Br)  CU NIPDAU Level-2-260C-1 YEAR
THS4631DGNRG4                                                                       Green (RoHS
    THS4631DR     ACTIVE  MSOP-     DGN                          8      80           & no Sb/Br)  CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM
  THS4631DRE4                                                           80          Green (RoHS
  THS4631DRG4             PowerPAD                                     2500          & no Sb/Br)
                                                                       2500         Green (RoHS
                  ACTIVE  MSOP-     DGN                          8     2500          & no Sb/Br)  CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM
                                                                                    Green (RoHS
                          PowerPAD                                                   & no Sb/Br)
                                                                                    Green (RoHS
                  ACTIVE  MSOP-     DGN                          8                   & no Sb/Br)  CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM
                                                                                    Green (RoHS
                          PowerPAD                                                   & no Sb/Br)

                  ACTIVE  MSOP-     DGN                          8                        TBD     CU NIPDAU Level-1-260C-UNLIM


                  ACTIVE  SOIC      D                            8                                CU NIPDAU Level-2-260C-1 YEAR

                  ACTIVE  SOIC      D                            8     2500                       CU NIPDAU Level-2-260C-1 YEAR

                  ACTIVE  SOIC      D                            8                                Call TI Call TI

(1) The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.

(2) Eco Plan - The planned eco-friendly classification: Pb-Free (RoHS), Pb-Free (RoHS Exempt), or Green (RoHS & no Sb/Br) - please check for the latest availability
information and additional product content details.
TBD: The Pb-Free/Green conversion plan has not been defined.
Pb-Free (RoHS): TI's terms "Lead-Free" or "Pb-Free" mean semiconductor products that are compatible with the current RoHS requirements for all 6 substances, including the requirement that
lead not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, TI Pb-Free products are suitable for use in specified lead-free processes.
Pb-Free (RoHS Exempt): This component has a RoHS exemption for either 1) lead-based flip-chip solder bumps used between the die and package, or 2) lead-based die adhesive used between
the die and leadframe. The component is otherwise considered Pb-Free (RoHS compatible) as defined above.
Green (RoHS & no Sb/Br): TI defines "Green" to mean Pb-Free (RoHS compatible), and free of Bromine (Br) and Antimony (Sb) based flame retardants (Br or Sb do not exceed 0.1% by weight
in homogeneous material)

                                                                       Addendum-Page 1
                             PACKAGE OPTION ADDENDUM                   2-Aug-2011

(3) MSL, Peak Temp. -- The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDEC industry standard classifications, and peak solder temperature.

Important Information and Disclaimer:The information provided on this page represents TI's knowledge and belief as of the date that it is provided. TI bases its knowledge and belief on information
provided by third parties, and makes no representation or warranty as to the accuracy of such information. Efforts are underway to better integrate information from third parties. TI has taken and
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            Addendum-Page 2                                               PACKAGE MATERIALS INFORMATION

TAPE AND REEL INFORMATION                                                                                                                              13-Oct-2012

*All dimensions are nominal

Device                       Package Package Pins  SPQ      Reel Reel A0       B0    K0    P1   W     Pin1
                               Type Drawing        2500  Diameter Width (mm)  (mm)  (mm)  (mm)
                                                                                                (mm) Quadrant
                                                           (mm) W1 (mm)        3.4   1.4   8.0
THS4631DGNR                  MSOP- DGN 8                                                        12.0  Q1
  THS4631DR                  Power                         330.0 12.4 5.3


                             SOIC  D  8            2500 330.0 12.4 6.4 5.2 2.1 8.0 12.0               Q1

                                                   Pack Materials-Page 1                                       PACKAGE MATERIALS INFORMATION


*All dimensions are nominal  Package Type Package Drawing Pins  SPQ     Length (mm)  Width (mm)  Height (mm)
              Device                                            2500         364.0       364.0        27.0
                                                                2500         367.0       367.0        35.0
THS4631DGNR                  MSOP-PowerPAD  DGN  8

THS4631DR                    SOIC           D    8

                                                 Pack Materials-Page 2
                                               IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments Incorporated and its subsidiaries (TI) reserve the right to make corrections, enhancements, improvements and other
changes to its semiconductor products and services per JESD46, latest issue, and to discontinue any product or service per JESD48, latest
issue. Buyers should obtain the latest relevant information before placing orders and should verify that such information is current and
complete. All semiconductor products (also referred to herein as "components") are sold subject to TI's terms and conditions of sale
supplied at the time of order acknowledgment.

TI warrants performance of its components to the specifications applicable at the time of sale, in accordance with the warranty in TI's terms
and conditions of sale of semiconductor products. Testing and other quality control techniques are used to the extent TI deems necessary
to support this warranty. Except where mandated by applicable law, testing of all parameters of each component is not necessarily

TI assumes no liability for applications assistance or the design of Buyers' products. Buyers are responsible for their products and
applications using TI components. To minimize the risks associated with Buyers' products and applications, Buyers should provide
adequate design and operating safeguards.

TI does not warrant or represent that any license, either express or implied, is granted under any patent right, copyright, mask work right, or
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Resale of TI components or services with statements different from or beyond the parameters stated by TI for that component or service
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Buyer acknowledges and agrees that it is solely responsible for compliance with all legal, regulatory and safety-related requirements
concerning its products, and any use of TI components in its applications, notwithstanding any applications-related information or support
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of any TI components in safety-critical applications.

In some cases, TI components may be promoted specifically to facilitate safety-related applications. With such components, TI's goal is to
help enable customers to design and create their own end-product solutions that meet applicable functional safety standards and
requirements. Nonetheless, such components are subject to these terms.

No TI components are authorized for use in FDA Class III (or similar life-critical medical equipment) unless authorized officers of the parties
have executed a special agreement specifically governing such use.

Only those TI components which TI has specifically designated as military grade or "enhanced plastic" are designed and intended for use in
military/aerospace applications or environments. Buyer acknowledges and agrees that any military or aerospace use of TI components
which have not been so designated is solely at the Buyer's risk, and that Buyer is solely responsible for compliance with all legal and
regulatory requirements in connection with such use.

TI has specifically designated certain components which meet ISO/TS16949 requirements, mainly for automotive use. Components which
have not been so designated are neither designed nor intended for automotive use; and TI will not be responsible for any failure of such
components to meet such requirements.

Products                                       Applications

Audio                Automotive and Transportation

Amplifiers           Communications and Telecom

Data Converters    Computers and Peripherals

DLP Products             Consumer Electronics

DSP                        Energy and Lighting

Clocks and Timers       Industrial       

Interface            Medical          

Logic                    Security         

Power Mgmt               Space, Avionics and Defense

Microcontrollers  Video and Imaging


OMAP Applications Processors   TI E2E Community 

Wireless Connectivity

                       Mailing Address: Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265
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