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OPA695

器件型号:OPA695
器件类别:消费器件
文件大小:7236.91KB,共0页
厂商名称:TI1 [Texas Instruments]
厂商官网:http://www.ti.com
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器件描述

1 CHANNEL, VIDEO AMPLIFIER,

1 通道, 视频放大器,

参数

OPA695功能数量 2
OPA695端子数量 8
OPA695最小工作温度 -40 Cel
OPA695最大工作温度 85 Cel
OPA695最小供电/工作电压 3.5 V
OPA695最大供电/工作电压 6.3 V
OPA695加工封装描述 GREEN, PLASTIC, SOIC-8
OPA695reach_compliant Yes
OPA695欧盟RoHS规范 Yes
OPA695中国RoHS规范 Yes
OPA695状态 Active
OPA695消费IC类型 VIDEO AMPLIFIER
OPA695jesd_30_code R-PDSO-G8
OPA695jesd_609_code e4
OPA695moisture_sensitivity_level 2
OPA695通道数 1
OPA695包装材料 PLASTIC/EPOXY
OPA695package_code SOP
OPA695包装形状 RECTANGULAR
OPA695包装尺寸 SMALL OUTLINE
OPA695peak_reflow_temperature__cel_ 260
OPA695qualification_status COMMERCIAL
OPA695seated_height_max 1.75 mm
OPA695表面贴装 YES
OPA695工艺 BIPOLAR
OPA695温度等级 INDUSTRIAL
OPA695端子涂层 NICKEL PALLADIUM GOLD
OPA695端子形式 GULL WING
OPA695端子间距 1.27 mm
OPA695端子位置 DUAL
OPA695time_peak_reflow_temperature_max__s_ NOT SPECIFIED
OPA695length 4.9 mm
OPA695width 3.9 mm

OPA695器件文档内容

                  Product      Sample &       Technical                                                  Tools &   Support &              Reference
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                                                                                                                                        OPA695

                                                                                                                            SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

     OPA695 Ultra-Wideband, Current-Feedback Operational Amplifier With Disable

1 Features                                         3 Description

1 Gain = +2 Bandwidth (1400 MHz)                  The OPA695 is a high bandwidth, current-feedback
Gain = +8 Bandwidth (450 MHz)                    operational amplifier that combines an exceptional
Output Voltage Swing: 4.2 V                     4300-V/s slew rate and a low input voltage noise to
Ultra-High Slew Rate: 4300 V/s                   deliver a precision, low-cost, high dynamic range
3RD-Order Intercept: > 40 dBm (f < 50 MHz)       intermediate frequency (IF) amplifier. Optimized for
Low Power: 129 mW                                high gain operation, the OPA695 is ideally suited to
Low Disabled Power: 0.5 mW                       buffering surface acoustic wave (SAW) filters in an IF
Packages: SOIC-8, VSSOP-8, SOT23-6               strip, or delivering high output power at low distortion
                                                   for cable-modem upstream line drivers. At lower
2 Applications                                     gains, a higher bandwidth of 1400 MHz is achievable,
                                                   making the OPA695 an excellent video line driver for
Very Wideband ADC Drivers                        supporting high-resolution RGB applications.
Low-Cost Precision IF Amplifiers
Broadband Video Line Drivers                     The OPA695 low 12.9-mA supply current is precisely
Portable Instruments                             trimmed at +25C. This trim, along with a low
Active Filters                                   temperature drift, gives low system power over
ARB Waveform Output Drivers                      temperature. System power may be further reduced
OPA685 Performance Upgrades                      using the optional disable control pin. Leaving this pin
                                                   open, or holding it HIGH, gives normal operation. If
                                                   pulled LOW, the OPA695 supply current drops to less
                                                   than 170 A. This power-saving feature, along with
                                                   exceptional single +5-V operation and ultra-small
                                                   SOT23-6 packaging, make the OPA695 ideal for
                                                   portable applications.

                                                                                                                   Device Information(1)

                                                         PART NUMBER                                               PACKAGE         BODY SIZE (NOM)

                                                                                                                   SOT-23 (6)      1.60 mm 2.90 mm

                                                   OPA695                                                          VSSOP (8)       3.00 mm 3.00 mm

                                                                                                                   SOIC (8)        3.91 mm 4.90 mm

                                                   (1) For all available packages, see the orderable addendum at
                                                        the end of the data sheet.

     Gain 2V/V Video Line Driver                   Gain of +2V/V Video Line Driver Pulse Response

                    +5V

VIN                        75     VLOAD                  Input/Load Voltage (V)  1.2                                                      Voltage at
                                            RG-59                                        125MHz Input                                     Matched Load

     75  OPA695                                                                    1

                                                                                 0.8

                               75                                                0.6

                  511

                                                                                                    0.4

                                                                                 0.2

         511 -5V                                                                 0

                                                                                 -0.2

                                                                                                                   Time (1ns/div)

1

         An IMPORTANT NOTICE at the end of this data sheet addresses availability, warranty, changes, use in safety-critical applications,
         intellectual property matters and other important disclaimers. PRODUCTION DATA.
OPA695                                                                                          www.ti.com

SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

                                                  Table of Contents

   1 Features .................................................................. 1                  8.3 Feature Description................................................. 21
   2 Applications ........................................................... 1                     8.4 Device Functional Modes........................................ 28
   3 Description ............................................................. 1             9 Application and Implementation ........................ 29
   4 Revision History..................................................... 2                        9.1 Application Information............................................ 29
   5 Pin Configuration and Functions ......................... 3                                    9.2 Typical Application ................................................. 42
   6 Specifications......................................................... 3               10 Power Supply Recommendations ..................... 43
                                                                                             11 Layout................................................................... 44
          6.1 Absolute Maximum Ratings ...................................... 3                     11.1 Layout Guidelines ................................................. 44
          6.2 ESD Ratings ............................................................ 4            11.2 Layout Example .................................................... 45
          6.3 Recommended Operating Conditions....................... 4                      12 Device and Documentation Support ................. 46
          6.4 Thermal Information .................................................. 4              12.1 Device Support...................................................... 46
          6.5 Electrical Characteristics........................................... 5               12.2 Documentation Support ....................................... 46
          6.6 Typical Characteristics ............................................ 12               12.3 Community Resources.......................................... 46
   7 Parameter Measurement Information ................ 20                                          12.4 Trademarks ........................................................... 46
          7.1 Differential Small Signal Measurement................... 20                           12.5 Electrostatic Discharge Caution ............................ 46
   8 Detailed Description ............................................ 21                           12.6 Glossary ................................................................ 46
          8.1 Overview ................................................................. 21  13 Mechanical, Packaging, and Orderable
          8.2 Functional Block Diagram ....................................... 21                 Information ........................................................... 47

4 Revision History

NOTE: Page numbers for previous revisions may differ from page numbers in the current version.

Changes from Revision G (April 2009) to Revision H                                              Page

Added ESD Ratings table, Feature Description section, Device Functional Modes, Application and Implementation
     section, Power Supply Recommendations section, Layout section, Device and Documentation Support section, and
     Mechanical, Packaging, and Orderable Information section. ................................................................................................ 1

Removed lead temperature ................................................................................................................................................... 3

Changes from Revision F (July 2006) to Revision G                                               Page

Added DGK (MSOP-8) package to Package Ordering Information table and to Thermal Resistance specification in
     the Electrical Characteristics tables........................................................................................................................................ 1

Changes from Revision E (March 2006) to Revision F                                              Page

Changed Storage Temperature Range from -40C to +125C to -65C to +125C. .............................................................. 3

2  Submit Documentation Feedback                                                             Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

                                                  Product Folder Links: OPA695
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5 Pin Configuration and Functions                                                    SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

                   DGK or D Package                                                                DBV Package
                 8-Pin VSSOP or SOIC                                                               6-Pin SOT-23

                         Top View                                                                     Top View

                          NC 1                      8 DIS                            Output 1                       6 +VS
           Inverting Input 2                        7 +VS
      Noninverting Input 3                          6 Output                         VS 2                          5 DIS
                                                    5 NC
                         VS 4                                               Noninverting Input 3                   4 Inverting Input

                                NC = No Connection

                                                                                              6         5        4

                                                                                                   A71L

                                                                                              1         2        3

                                                                                     Pin Orientation/Package Marking

                                                              Pin Functions

VSSOP, SOIC NO.           PIN                 NAME            I/O                                  DESCRIPTION
          1, 5   SOT-23 NO.                     NC
            2                                                 --             Not connected
            3          --                Inverting input
            4           4             Non-inverting input     I              Inverting input
            6           3
            7           2                       VS           I              Non-inverting input
            8           1                     Output
                        6                                     P              Negative supply
                        5                       +VS
                                                DIS           O              Output

                                                              P              Positive supply

                                                              I              Not disable (Enable)

6 Specifications

6.1 Absolute Maximum Ratings

over operating free-air temperature range (unless otherwise noted) (1)

                                                                                                   MIN           MAX       UNIT

      Power supply                                                                                               6.5      V

      Internal power dissipation                                                                   See Thermal Analysis

      Differential input voltage                                                                                 1.2      V

      Input common-mode voltage                                                                                  VS       V

TJ    Junction temperature                                                                                       150       C

Tstg  Storage temperature; D, DBV                                                                  65           125       C

(1) Stresses beyond those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. These are stress ratings
      only, which do not imply functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under Recommended
      Operating Conditions. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.

Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated                                              Submit Documentation Feedback       3

                                                       Product Folder Links: OPA695
OPA695                                                                                                                www.ti.com

SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

6.2 ESD Ratings                    Human-body model (HBM), per                  All pins except pin 2       VALUE     UNIT
                                   ANSI/ESDA/JEDEC JS-001(1)                    Pin 2                                   V
OPA695 in DGK or D package                                                                                 1500       V
V(ESD) Electrostatic discharge    Charged-device model (CDM), per JEDEC        All pins                     500
OPA695 in DBV package             specification JESD22-C101(2)                                             1000
V(ESD) Electrostatic discharge                                                                              100
                                   Machine Model (MM)                           All pins
                                                                                                            1500
                                   Human-body model (HBM), per                  All pins except pin 4        500
                                   ANSI/ESDA/JEDEC JS-001(1)                    Pin 4                       1000
                                                                                                             100
                                   Charged-device model (CDM), per JEDEC        All pins
                                   specification JESD22-C101(2)

                                   Machine Model (MM)                           All pins

(1) JEDEC document JEP155 states that 500-V HBM allows safe manufacturing with a standard ESD control process. Manufacturing with
      less than 500-V HBM is possible if necessary precautions are taken.

(2) JEDEC document JEP157 states that 250-V CDM allows safe manufacturing with a standard ESD control process. Manufacturing with
      less than 250-V CDM is possible if necessary precautions are taken.

6.3 Recommended Operating Conditions

over operating free-air temperature range (unless otherwise noted)

                                                                                MIN                    NOM  MAX UNIT

VS        Split supply voltage                                                  2.5                   5         6  V

VS        Single supply voltage                                                           5            10         12  V

TA        Ambient temperature                                                             40          25         85  C

6.4 Thermal Information

          THERMAL METRIC(1)                                         D (SOIC)                  OPA695                  UNIT
                                                                                          DGK (VSSOP) DBV (SOT-23)

                                                                    8 PINS                     8 PINS       6 PINS

RJA       Junction-to-ambient thermal resistance                          125                  135          150       C/W
RJC(top)  Junction-to-case (top) thermal resistance
RJB       Junction-to-board thermal resistance                            63                   81           108       C/W
JT        Junction-to-top characterization parameter
JB        Junction-to-board characterization parameter                    58                   56           26.4      C/W
RJC(bot)  Junction-to-case (bottom) thermal resistance
                                                                          12                   8.5          15        C/W

                                                                          57                   48           26        C/W

                                                                          --                   --           --        --

(1) For more information about traditional and new thermal metrics, see the Semiconductor and IC Package Thermal Metrics application
      report, SPRA953.

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6.5 Electrical Characteristics

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

PARAMETER                                              TEST CONDITIONS                 MIN   TYP MAX UNIT      TEST
                                                                                                              LEVEL

                                                                                                                  (1)

AC PERFORMANCE (see Gain 2V/V Video Line Driver)

                                      G = +1, RF = 523         25C                          1700                       C
                                      G = +2, RF = 511                                                                  C
                                                               25C                          1400
                                      G = +8, RF = 402         25C (2)                                 MHz
Small-signal bandwidth                                         0C to 70C(3)          400   450                        B
(VO = 0.5 VPP)                                                 40C to +85C(3)
                                                                                       380

                                                                                       350

                                      G = +16, RF = 249        25C                          350                      C

Bandwidth for 0.2-dB gain             G = +2, VO = 0.5 VPP, RF =523  25C              320              MHZ           B
flatness
                                                               25C (2)                      4.6 5.4
Peaking at a gain of +1                                        0C to 70C(3)
                                      RF = 523 , VO = 0.5 VPP  40C to +85C(3)                   5.8 dB             B

                                                                                                   6

Large-signal bandwidth                G = +8, VO = 4 VPP       25C                           450       MHz           c
Slew Rate                             G = 8, VO = 4-V Step    25C (2)                      4300
                                                               0C to 70C(3)          3700             V/s           B
                                      G = +8, VO = 4-V Step    40C to +85C(3)       3600  2900
                                                               25C (2)                3500
                                                               0C to 70C(3)          2600
                                                               40C to +85C(3)       2500
                                                                                       2400

Rise-and-fall time                    G = +8, VO = 0.5-V Step  25C                    0.8              ns            C
                                      G = +8, VO = 4-V Step
                                                               25C                    1
                                      G = +8, VO = 2-V Step
Settling time        to 0.02%                                  25C                          16         ns            C
                     to 0.1%
                                                               25C                          10
                                                               25C (2)
                                                               0C to 70C(3)                65 62
                                                               40C to +85C(3)
                                      RL = 100                 25C (2)                            60
                                      RL  500                  0C to 70C(3)
                            2nd-      RL = 100                 40C to +85C(3)                   59
                            harmonic  RL  500                  25C (2)
                                                               0C to 70C(3)                78 76
Harmonic                                                       40C to +85C(3)
distortion (G = +8,                                            25C (2)                            74
f = 10 MHz, VO = 2                                             0C to 70C(3)
VPP)                                                           40C to +85C(3)                   73  dBc           B
                                                               25C (2)
                            3rd-                               0C to 70C(3)                86 84
                            harmonic                           40C to +85C(3)
                                                               25C (2)                            75
                                                               0C to 70C(3)
                                                               40C to +85C(3)                   72

                                                                                             86 82

                                                                                                   81

                                                                                                   80

                                                                                             1.8   2

Input voltage noise                   f > 1 MHz                                                    2.7 nV/Hz          B

                                                                                                   2.9

                                                                                             18    19

Noninverting input current noise f > 1 MHz                                                         21 nV/Hz           B

                                                                                                   22

(1) Test levels: (A) 100% tested at +25C. Over temperature limits by characterization and simulation. (B) Limits set by characterization and
      simulation. (C) Typical value only for information.

(2) Junction temperature = ambient for +25C specifications.
(3) Junction temperature = ambient at low temperature limit; junction temperature = ambient +15C at high temperature limit for over

      temperature specifications.

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

   PARAMETER                                TEST CONDITIONS                            MIN       TYP MAX UNIT               TEST
                                                                                                                           LEVEL
Inverting input current noise    f > 1 MHz                   25C (2)                                 22     24
                                                             0C to 70C(3)                                  26 pA/Hz          (1)
Differential gain                G = +2, NTSC, VO = 1.4 Vp,  40C to +85C(3)                   0.04%       27
                                 RL = 150                    25C                                 0.007                       B
Differntial phase                                                                                                    deg      C
DC PERFORMANCE(4)                G = +2, NTSC, VO = 1.4 Vp,  25C                                                            deg
                                 RL = 150
                                                                                                                              A
Open-loop transimpedance gain    VO = 0 V, RL = 100          25C (2)                  45 (5)    85
(ZOL)                                                        0C to 70C(3)               43                         k        A
                                                             40C to +85C(3)            41                                  B
                                                             25C (2)                                                         A
Input offset voltage             VCM = 0 V                   0C to 70C(3)                      0.3 3.0(5)      mV         A
                                                             40C to +85C(3)                              3.5  V/C        A
Average offset voltage drift     VCM = 0 V                   0C to 70C(3)                                   4              B
                                                             40C to +85C(3)                               10    A
Noninverting input bias current VCM = 0 V                    25C (2)                                        15    A        A
                                                             0C to 70C(3)                                         A
Average noninventing input bias  VCM = 0 V                   40C to +85C(3)                   13 30(5)       nA/C       A
current drift                                                0C to 70C(3)                                  37              C
                                                             40C to +85C(3)                               41              C
Inverting input bias current     VCM = 0 V                   25C (2)                                        150
                                                             0C to 70C(3)                                  150              A
Average inventing bias current   VCM = 0 V                   40C to +85C(3)
drift                                                        0C to 70C(3)                      20 60(5)
                                 25C (2)                    40C to +85C(3)                               66
INPUT                            0C to 70C(3)                                                              70
                                 40C to +85C(3)
Common-mode input range(6)                                                                                 120
(CMIR)                                                                                                     160

                                                                                       3.1 (5)  3.3

                                                                                       3                             V

                                                                                       3                            dB
                                                                                                                  k || pF
                                                             25C (2)                  51 (5)    56
                                                             0C to 70C(3)                                          
Common-mode rejection ratio      VCM = 0 V                   40C to +85C(3)         50
(CMRR)
                                 25C (2)                    25C (2)                  50
Noninverting input impedance     Open-loop
Inverting input resistance (Rl)                                                                  280 || 1.2
OUTPUT
                                                                                                 29

                                                             25C (2)                  4 (5)    4.2

                                 No load                     0C to 70C(3)            3.9
                                 100- load
Voltage output swing                                         40C to +85C(3)         3.9                       V

                                                             25C (2)                  3.7 (5)  3.9

                                                             0C to 70C(3)            3.7

                                                             40C to +85C(3)         3.6

(4) Current is considered positive out-of-node. VCM is the input common-mode voltage.
(5) Limits are tested at +25C.

(6) Tested < 3 dB below minimum specified CMRR at CMIR limits.

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Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

PARAMETER                                              TEST CONDITIONS               MIN       TYP MAX UNIT                    TEST
                                                                                                                              LEVEL
                                                            25C (2)                 90 (5)    120
                                                                                                                                  (1)
Current output, sourcing        VO = 0                      0C to 70C(3)           80                         mA
                                                                                                                                 A
                                                            40C to +85C(3)        70
                                                                                                                                 A
                                                            25C (2)                 90 (5)                                      C

Current output, sinking         VO = 0                      0C to 70C(3)           80                        mA               A
                                                                                                                                 C
                                                            40C to                 70                                         C
                                                            +85C (3)                                                            C
                                                                                                                                 C
Closed-loop output impedance    G = +8, f = 100 kHz         25C                               0.04                              C
DISABLE (Disabled LOW)                                                                                                           C
                                                                                                                                 A
Power-down supply current       VDIS = 0                    25C                                  100
(+VS)                                                       25C (2)                           170 (5)                          A
                                                            0C to 70C(3)
                                                            40C to +85C(3)                                             A     A
                                                            25C                                  186
                                                            25C                                                                 C
                                                            25C                               192                              A

Disable time                    VIN = 0.25 VDC             25C                               1                s               A
Enable time                     VIN = 0.25 VDC             25C
Off isolation                   G = +8, 10 MHz                                                 1                ns               A
Output capacitance in disable   25C                        25C (2)
Turn on glitch                  G = +2, RL = 150 , VIN = 0  0C to 70C(3)                     70               dB               A
Turn off glitch                 G = +2, RL = 150 , VIN = 0  40C to +85C(3)
                                25C (2)                                                       4                pF
Enable voltage                  0C to 70C(3)
                                40C to +85C(3)                                              100             mV
Disable voltage                 25C (2)
                                0C to 70C(3)                                                 20              mV
Control pin input bias current  40C to +85C(3)
(DIS)                                                                                3.5 (5)   3.3
                                VDIS = 0
POWER SUPPLY                                                                         3.6                        V
Specified operating voltage     25C
                                25C (2)                                             3.7
Maximum operating voltage       0C to 70C(3)                                                      1.8 1.7(5)
range                           40C to +85C(3)
                                                                                                     1.6 V

                                                                                                         1.5
                                                                                               75 130(5)

                                                                                                     143 A

                                                                                                     145

                                                                                               5               V

                                                                                                     6 (5)

                                                                                                     6 V

                                                                                                     6

Maximum quiescent               VS = 5 V                   25C                               12.9
                                                            25C (2)                                   13.3 (5)
                                                            0C to 70C(3)                                           mA
                                                            40C to +85C(3)                             13.7

                                                            25C                                     14.1
                                                            25C (2)
                                                            0C to 70C(3)                     12.9
                                                            40C to +85C(3)
Minimum quiescent current       VS = 5 V                                            12.6 (5)                   mA
                                                            25C                        11.8
Power-supply rejection radio    Input referred              25C (2)                      11   55
(PSRR)                                                     0C to 70C(3)                                         dB
                                                            40C to +85C(3)          51 (5)
                                                                                          48
                                                                                          48

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

   PARAMETER                                          TEST CONDITIONS                           MIN      TYP MAX UNIT               TEST
                                                                                                                                   LEVEL
TEMPERATURE RANGE
                                                                                                                                       (1)
Specification: ID, IDBV               25C                                                      40 to          C
                                                                                                     85        MHz                    C
AC PERFORMANCE (see Figure 50)                                    25C                                   1400  MHz                    C
                                               G = +1, RF = 511   25C                             960                                C
                                               G = +2, RF = 487   25C                                    395                         B
                                                                  25C (2)                         180    980                         C
Small-signal bandwidth                G = +8, RF = 348            0C to 70C(3)                   135    330                         B
(VO = 0.5 VPP)                                                    40C to +85C(3)                110    300
                                                                  25C                                    235                         B
                                      G = +16, RF = 162           25C                                1   230                         C
                                                                  25C (2)                                                            B
Bandwith for 0.2-dB gain flatness G = +2, VO <0.5 VPP, RF = 487   0C to 70C(3)                 1300                                 C
                                                                  40C to +85C(3)              1200                                 C
Peaking at a gain of +1               VO <0.5 VPP, RF = 511       25C                           1100     310    2
Large-signal bandwidth                G = +8, VO = 2 VPP          25C (2)                               1700            dB           B
Slew rate                             G = +8, 2-V Step            0C to 70C(3)
                                                                  40C to +85C(3)                            2.5
                                                                  25C                                           3
                                                                  25C                                                 MHz
                                                                  25C (2)
                                                                  0C to 70C(3)                                        v/s
                                                                  40C to +85C(3)
Rise-and-fall-time                    G = +8, VO = 0.5-V Step     25C                                      1
                                      G = +8, VO = 2-V Step       25C                                                         ns
Settling time       to 0.02%          G = +8, VO = 2-V Step       25C
                    to 0.1%           G = +8, VO = 2-V Step       25C                                      1
                                                                  25C                                    16
                                      RL = 100  to VS/2           25C (2)
                                                                  0C to 70C(3)                                               ns
                    2nd-                                          40C to +85C(3)                       10
                    Harmonic                                      25C                                   62
                                                                  25C (2)
Harmonic                              RL  500  to VS/2            0C to 70C(3)                                    58
distortion                            RL = 100  to VS             40C to +85C(3)                                 58
(G = +8, f = 10                                                   25C                                              57
MHz, VO = 2 VPP)                                                  25C (2)                               70
                                                                  0C to 70C(3)                                    66
                            3rd-                                  40C to +85C(3)                                 66
                            Harmonic                              25C                                              65
                                                                  25C (2)
                                      RL  500  to VS              0C to 70C(3)                                              dBc
                                                                  40C to +85C(3)                      66

                                                                                                                    64
                                                                                                                    64
                                                                                                                    63
                                                                                                         65
                                                                                                                    63
                                                                                                                    63
                                                                                                                    62

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Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

PARAMETER                                              TEST CONDITIONS               MIN      TYP MAX UNIT           TEST
                                                                                                                    LEVEL

                                                                                                                        (1)

                                                               25C                           1.8
                                                               25C (2)
Input voltage noise              f > 1 MHz                     0C to 70C(3)                       2        nV/Hz  B
                                                               40C to +85C(3)
                                                               25C                                 2.7
                                                               25C (2)
                                                               0C to 70C(3)                       2.9
                                                               40C to +85C(3)
                                                               25C                           18
                                                               25C (2)
Noninverting input current noise f > 1 MHz                     0C to 70C(3)                       19       nV/Hz  B
                                                               40C to +85C(3)
                                                                                                    21
                                                               25C
                                                               25C (2)                             22
                                                               0C to 70C(3)
                                                               40C to +85C(3)              22
                                                               25C
Inverting input current noise    f > 1 MHz                     25C (2)                             24       pA/Hz  B
                                                               0C to 70C(3)
                                                               40C to +85C(3)                    26
                                                               0C to 70C(3)
                                                               40C to +85C(3)                    27
                                                               25C
DC PERFORMANCE(4)                                              25C (2)
                                                               0C to 70C(3)
                                                               40C to +85C(3)              70
                                                               0C to 70C(3)
Open-loop transimpedance gain    VO = VS/2, RL = 100  to VS/2  40C to +85C(3)        40                   k      A
(ZOL)                                                          25C                     38
                                                               25C (2)                 38
                                                               0C to 70C(3)                 0.3
                                                               40C to +85C(3)     3.2 (5)
Input offset voltage             VCM = VS/2                    0C to 70C(3)           3.1         3 (5)   mV     A
                                                               40C to +85C(3)        3.1
                                                                                                    3.5

                                                                                                    4

Average offset voltage drift     VCM = VS                                                           10      V/C   B

                                                                                                    15

                                                                                              5

Noninventing input bias current VCM = VS                                                            40 (5)  A     A

                                                                                                    45

                                                                                                    50

Average noninventing input bias  VCM = VS                                                           110     nA/C  B
current drift
                                                                                                    170

Inverting input bias current     VCM = VS                                                     5
                                                                                                    60 (5)

                                                                                                    66

                                                                                                    70

Average inverting input bias     VCM = VS                                                           120     nA/C  B
current drift
INPUT                            25C                                                               160
Least positive input voltage(6)  25C (2)
                                 0C to 70C(3)                                               1.7
Most positive input voltage(6)   40C to +85C(3)
                                 25C                                                               1.8 (5)  V      A
                                 25C (2)
                                 0C to 70C(3)                                                     1.9
                                 40C to +85C(3)
                                                                                                    1.9

                                                                                              3.3

                                                                                                             V      A

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

    PARAMETER                                    TEST CONDITIONS                  MIN      TYP MAX UNIT              TEST
                                                                                                                    LEVEL

                                                                                                                        (1)

Common-mode rejection ratio      VCM = VS/2         25C                                      54                dB  A
(CMRR)                                              25C (2)                               51 (5)
                                                    0C to 70C(3)
                                                    40C to +85C(3)                         50
                                                                                              50

Noinverting input impedance      25C                                                      280 || 1.2           k || pF C

Inverting input resistance (Rl)  Open-loop          25C                                   32                       C
OUTPUT

                                                    25C                                   4.2

                                 No load            25C (2)                      4.0 (5)
                                 RL = 100  to VS/2
                                                    0C to 70C(3)                3.9

Most positive output voltage                        40C to +85C(3)             3.8                           V   A

                                                    25C                                   4

                                                    25C (2)                      3.9 (5)

                                                    0C to 70C(3)                3.8

                                                    40C to +85C(3)             3.7

                                 No load            25C                                   0.8
                                 RL = 100  to VS/2  25C (2)                                         1 (5)
                                                    0C to 70C(3)
                                                    40C to +85C(3)                                  1.1

Least positive output voltage                       25C                                               1.2      V   A
                                                    25C (2)
                                                    0C to 70C(3)                         1
                                                    40C to +85C(3)
                                                                                                       1.1 (5)

                                                                                                       1.2

                                                                                                       1.3

                                                    25C                                   90

Current output, sourcing         VO = VS/2          25C (2)                      70 (5)                        mA  A

                                                    0C to 70C(3)                67

                                                    40C to +85C(3)             66

                                                    25C                                   90

Current output, sinking          VO = VS/2          25C (2)                      70 (5)                       mA  A

                                                    0C to 70C(3)                67

                                                    40C to +85C(3)             66

Closed-loop output impedance G = +2, f = 100 kHz                                           0.05                     C

DISABLE (Disabled LOW)

Power down supply current (+VS) VDIS = 0            25C                          95                           A  C
                                                    25C (2)                                   160
                                                    0C to 70C(3)                             175
                                                    40C to +85C(3)                          180

Disable time                     25C                                                      1                    s  C

Enable time                      25C                                                      25                   ns  C

Off isolation                    G = +8, 10 MHz     25C                                   70                   dB  C

Output capacitance in disable 25C                                                         4                    pF  C

Tun on glitch                    G = +2, RL = 150 , VIN = VS /2 25C                       100                 mV  C
Turn off glitch                  G = +2, RL = 150 , VIN = VS /2 25C                        20
                                                                                                                mV  C

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Electrical Characteristics (continued)

RF = 348 , RL = 100  to VS/2, and G = +8, (see Figure 50 for AC performance only), unless otherwise noted.

PARAMETER                                              TEST CONDITIONS               MIN        TYP MAX UNIT               TEST
                                                                                                                          LEVEL
Enable voltage                     25C                                                3.5 (5)  3.3
Disable voltage                    25C (2)                                               3.6                                 (1)
                                   0C to 70C(3)                                         3.7                          V
                                   40C to +85C(3)                                                                         A
                                                       25C                                     1.8
                                   25C                25C (2)                                          1.7 (5)             A
                                   25C (2)            0C to 70C(3)                                                  V
                                   0C to 70C(3)      40C to +85C(3)                                    1.6              C
                                   40C to +85C(3)                                                        1.5
                                                                                                                             C
Control pin input bias current     VDIS = 0                                                      75                          A
(DIS)                                                                                           130                          A

                                                                                                                      A     A
                                                                                                143                          A
                                                                                                149                          C

POWER SUPPLY

Specified single-supply operating  25C                                                         5       V
voltage
                                   25C (2)                                                               12 (5)
Max single-supply operating        0C to 70C(3)                                                            12 V
voltage                            40C to +85C(3)                                                         12

Max quiescent current              VS = +5 V           25C                                     11.4
                                                       25C (2)                                           12 (5)
                                                       0C to 70C(3)                                                 mA
                                                       40C to +85C(3)                                   12.5
                                                       25C                                                12.9
                                                       25C (2)
                                                       0C to 70C(3)                           11.4
                                                       40C to +85C(3)
Min quiescent current              VS = +5 V                                         10.9 (5)           mA
                                                       25C                              9.4
                                                                                         9.1

Power-supply rejection ratio       Input referred                                               56      dB
(PSRR)                            25C
TEMPERATURE RANGE                                                                               40 to  C
                                                                                                   +85
Specification: ID, IDBV

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

6.6 Typical Characteristics

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                                               6                                                   VO = 500mVPP                                                          6                                                VO = 500mVPP
                                                                                                                                                                         3
                                               3        G = +2, RF = 523                                                                                                 0     G = 2, RF = 499                                      G = 4,
                                                                                                                                                                       3                                                       RF = 475
    Normalized Gain (3dB/div)                  0                                                                           Normalized Gain (3dB/div)                   6
                                                                                                                                                                       9
                                               3                                                                                                                     12
                                                                                                                                                                      15
                                               6                                                                                                                     18      G = 8, RF = 442
                                                                                                                                                                      21
                                               9 G = +4, RF = 480                                                                                                    24

                                               12                                                                                                                          0

                                               15      G = +8, RF = 402

                                               18                                                                                                                             G = 16, RF = 806

                                               21                  G = +16, RF = 249

                                               24      200 400 600 800 1000 1200 1400                                                                                         200 400 600 800 1000 1200 1400
                                                     0                     Frequency (MHz)                                                                                                        Frequency (MHz)

                               Figure 1. Noninverting Small-Signal Frequency Response                                                                                 Figure 2. Inverting Small-Signal Frequency Response

                                               24                                                  G = +8, RF = 402                                                   24                                                  G = 8, RF = 442

                                               21                                                                                                                     21                                                  VO = 2VPP

                                               18                                                                                                                     18

                                               15                                                  VO = 1VPP                                                          15

    Gain (3dB/div)                             12                                                  and 2VPP                Gain (3dB/div)                             12

                                               9                                                                                                                      9        VO = 7VPP

                                               6                                                                                                                      6                                     VO = 4VPP

                                               3                                     VO = 4VPP                                                                        3                                                   VO = 1VPP

                                               0                                                   VO = 7VPP                                                          0

                                               3                                                                                                                     3

                                               6                 500MHz                                             1GHz                                             6                 500MHz                                             1GHz
                                                    0   Frequency (100MHz/div)                                                                                             0   Frequency (100MHz/div)

                               Figure 3. Noninverting Large-Signal Frequency Response                                                                                 Figure 4. Inverting Large-Signal Frequency Response

                                                   3                                               G = +8, RF = 402                                                       3                                               G = +8, RF = 402
                                                           125MHz Square Wave Input                                                                                               125MHz Square Wave Input

                                                   2                                                                                                                      2

                               Output Voltage      1                                                                                                  Output Voltage      1

                                                   0    Small-Signal 500mV                                                                                               0    Small-Signal 500mV

                                               1                                                                                                                     1
                                                                  Large-Signal 2V                                                                                                      Large-Signal 2V

                                               2                                                                                                                     2

                                               3                                                                                                                     3
                                                                                   Time (1ns/div)                                                                                                         Time (1ns/div)

                               Figure 5. Noninverting Large and Small-Signal Frequency                                                                                Figure 6. Inverting Large and Small-Signal Frequency
                                                                 Response                                                                                                                            Response

12                                             Submit Documentation Feedback                                                                                                   Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

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Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                           50                                                                                               55
                                                                                                                             60
                                                                             VO = 2VPP                                       65               2nd-Harmonic     VO = 2VPP, G = 8V/V
                                                                             G = 8V/V                                        70                                             RL = 100
                                                                                                                             75
Harmonic Distortion (dBc)  60                      2nd-Harmonic                                  Harmonic Distortion (dBc)  80
                                                                                                                             85
                           70                                                                                               90
                                                                                                                             95
                           80                                                                                                                                                        3rd-Harmonic
                                                                                                                                  2.5 3.0
                                                               3rd-Harmonic                                                                    3.5 4.0 4.5 5.0 5.5 6.0
                           90                                                                                                                      Supply Voltage (V)

                           100

                                 50      100                                            500

                                                    Load Resistance ()

Harmonic Distortion (dBc)  Figure 7. 10-MHz Harmonic Distortion vs Load Resistance                Harmonic Distortion (dBc)  Figure 8. 10-MHz Harmonic Distortion vs Supply Voltage

                             50                                                                                              50
                                     VO = 2VPP, G = +8V/V                                                                               G = +8V/V
                                     RL = 100                                                                                           RL = 100

                             60                                                                                              60

                                                      2nd-Harmonic                                                           70
                             70                                                                                                          2nd-Harmonic

                                                                                    3rd-Harmonic                             80

                             80                                                                                             90

                                                                                                                                                                3rd-Harmonic

                           90

                           100                                                                                              100
                                  0.5 1
                                                    10                                  100                                        0.1                       1                         5

                                                    Frequency (MHz)                                                                                     Output Voltage (VPP)

                                   Figure 9. Harmonic Distortion vs Frequency                                                Figure 10. 10-MHz Harmonic Distortion vs Output Voltage

                           60 VO = 2VPP                                                                                      55
                                    RL = 100                                                                                                                                          VO = 2VPP, RL = 100

                           65                                                                                                60
                                        2nd-Harmonic
Harmonic Distortion (dBc)                                                                         Harmonic Distortion (dBc)  65        2nd-Harmonic
                           70

                                                                                                                             70

                           75

                                                                                                                             75

                           80                                                                                               80
                                      3rd-Harmonic
                                                                                                                             85 3rd-Harmonic
                           85

                           90                                               10         20                                   90                                                10     20
                                 2                                                                                                 2

                                                    Noninverting Gain (V/V)                                                                             Inverting Gain (|V/V|)

                           Figure 11. 10-MHz Harmonic Distortion vs Noninverting                                             Figure 12. 10-MHz Harmonic Distortion vs Inverting Gain
                                                               Gain

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OPA695                                                                                                                                                                                                                           www.ti.com

SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015                                                                                            45                                                     G = 8                   50
                                                                                                                                                                 Inverting
Typical Characteristics (continued)Current Noise (pA/Hz)                                                           Output Intercept (+dBm)                                                                     50   OPA695           PO
       Voltage Noise (nV/Hz)                                                                                                                40                                                       PI               402        50
G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.                                                                                             Noninverting
                                                                                                                                                                                                                    G = 12dB to matched load.
              100                                                                                                                           35

                                             Inverting Input Current Noise 22pA/Hz                                                          30 G = +8

                                       Noninverting Input Current Noise 19pA/Hz
                10

                                                                                                                                                        PI  OPA695  50
                                                                                                                                                              402                  PO
                                                                                                                                            25 50
                                                                                                                                                                               50

                                             Input Voltage Noise          1.7nV/Hz                                                          20                        56.2
                                                                                                                                                                      G = 12dB to matched load.
                                  1     104         105     106           107                                 108                           15
                                   103                                                                                                          20          40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 240
                                                                                                                                                                                  Frequency (MHz)
                                                    Frequency (Hz)

                                  Figure 13. Input Voltage and Current Noise Density                               Figure 14. Two-Tone 3rd-Order Intermodulation Intercept 5
                                                                                                                                                             V

                              0                                                                                                                0
                                                                                                                                                    G = 8V/V
                           10                      G = 8                                                                                                                                          Without
                                                                                                                                            10                                                    Trim Cap

    Return Loss (5dB/div)  20                                                                                     Return Loss (5dB/div)    20                                                                                With
                                      VSWR < 1.2:1                                                                                                      VSWR < 1.2:1                                                        Trim Cap

                           30                                                                                                              30

                           40                                            G = +8                                                            40                                                                     50
                                                                                          1G
                                                                                                                                            50                                                          OPA695

                           50                                                                                                              60                                                                                       S22
                                                                                                                                                10M                                                      Trim Cap 2.5pF

                           60                            100M                                                                                                                                     100M                                        1G
                               10M                  Frequency (Hz)

                                                                                                                                                                                            Frequency (Hz)

                                  Figure 15. Input Return Loss vs Frequency (S11)                                                              Figure 16. Output Return Loss vs Frequency (S22)

                              35                                                                                                            21
                                                                                               0.5dB Peaking                                                                                            CL = 10pF

                              30                                          Allowed

                              25                                                                                   Normalized Gain (dB)     18

    RS ()                     20                                                                                                                                   CL = 100pF                                               CL = 20pF
                                                                                                                                                                                                                             CL = 50pF
                              15                                                                                                            15              +5V
                                                                                                                                                                                                                                           1G
                              10                                                                                                                        VI                            RS       VO
                                                                                                                                                            50  OPA695                      1k
                                                                                                                                            12
                              5                                                                                                                                                         CL
                                                                                                                                             9
                                                                                                                                              10M                  5V 402

                                                                                                                                                            57.4    1k load is optional

                              0

                                  5     10                                         100                                                                                                            100M
                                                                                                                                                                                            Frequency (Hz)
                                                    Capacitive Load (pF)

                                        Figure 17. RS vs Capacitive Load                                           Figure 18. Small-Signal Frequency Response vs Capacitive
                                                                                                                                                          Load

14                         Submit Documentation Feedback                                                                                                    Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

                                                                          Product Folder Links: OPA695
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                                                                                                                                                              SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.                                                     Open-Loop Transimpedance  100                                             20 log| ZOL|                             0
                                                                                                             Gain (dB)               90                                              Z OL                                    20
             60                                                                                                                      80                                                                                      40
                                                                        +PSRR                                                        70                                                                                      60
                                                                                                                                     60                                                                                      80
             55                                                                                                                      50                                                                                      100
                                                                                                                                     40                                                                                      120
Rejection Ratio (dB)  50       PSRR                                                                                                 30                                                                                      140  Open-Loop Phase ( )
                                                                                                                                     20                                                                                      160
                      45                            CMRR                                                                             10                                                                                      180
                                                                                                                                       0                                                                                     200
                      40                                                                                                                 105                                                                            109

                      35

                      30

                      25

                      20

                          103  104             105           106          107                  108                                                               106         107                              108

                                               Frequency (Hz)                                                                                                                Frequency (Hz)

                               Figure 19. CMRR and PSRR vs Frequency                                                                                      Figure 20. Open-Loop Transimpedance Gain and Phase

                      5                                                                                                        130                                                                                           14

                      4        1 Watt                                                                                                                            Sourcing Output Current

                      3 Internal Power                                                                                                   Left Scale

                      2                                                                                   Output Current (mA)                         Sinking Output                            Supply Current 13                  Supply Current (mA)
                                                                                                                                                      Current
VO (V)                1                                                                                                        120                                                           Right Scale
                                                                                 50 Load Line                                                Left Scale                                                                  12

                      0

                      1                            25 Load Line

                      2                                                                                                                                                                                                     11
                                                                      100 Load Line
                      3

                      4                                                             1 Watt

                                                                                     Internal Power

                      5                                                                                                            110                                                                                      10
                        250 200 150 100 50 0 50 100 150 200 250                                                                    25
                                                                                                                                                              0          25  50              75                    100  125

                                                    IO (mA)                                                                                                              Ambient Temperature (C)

                          Figure 21. Output Voltage and Current Limitations                                                                               Figure 22. Supply and Output Current vs Temperature

                          6                                                                                                                               6                  Input
                                                                                               G = +8V/V                                                      G = 8V/V
                                                                                                                                                                                             Output
                                                                           Output                                                                         4
                          4

Input/Output Voltage      2                                                                                                         Input/Output Voltage  2

                                        Input

                          0                         Linear Input Range                                                                                    0                         Linear Input Range

                      2                                                                                                                                  2

                      4                                                                                                                                  4

                      6                                                                                                                                  6
                                                         Time (50ns/div)                                                                                                                     Time (50ns/div)

                               Figure 23. Noninverting Overdrive Recovery                                                                                     Figure 24. Inverting Overdrive Recovery

Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated                                                                                                                        Submit Documentation Feedback                         15

                                                                                     Product Folder Links: OPA695
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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                                                           20                                                                                                                                        40
                                                                                                                               G = +8V/V                                                                     G = +8V/V

                           Input/Output Voltage (5mV/div)  15                                                                  VO = 2V Step                                                          50

                                                           10                                                                                                                                        60                Forward
                                                                                                                      Input
                                                                                                                                                         Gain (dB)
                                                            5

                                                           0                                                                                                                                         70

                                                            5                                                                                                                                                                                       Reverse
                                                                                                                       Output                                                                        80

                                                           10

                                                           15                                                                                                                                       90

                                                           20                                                                                                      100                                                10                                    100
                                                                                                 Time (1ns/div)                                                             1

                                                                                                                                                                                                                        Frequency (MHz)

                                                                                        Figure 25. Settling Time                                                                                         Figure 26. Disabled Feedthrough vs Frequency

                           1.0                                                                                                                     20                                                6

                                                                               Inverting Input Bias Current                                              Input Bias Currents (A)                    5
                                                                                                                                                                       Input/Output Swing () Volts                                  Output Voltage Range
Input Offset Voltage (mV)                                                            Right Scale
                                                                                                                                                                                                     4
                           0.5                                                                                                                     10
                                                                                                                                                                                                     3
                                                                                                  Noninverting Input Bias Current                                                                                                                      Input Voltage Range
                                                                                                         Right Scale
                                                                                                                                                                                                     2
                           0                                                                                                                       0
                                                                                                                                                                                                     1
                                                                                                                         Input Offset Voltage
                                                                                                                                                                                                     0
                                                                                                                             Left Scale                                                                2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 5.5 6.0 6.5
                                                                                                                                                                                                                                 Power Supplies () Volts
                           0.5                                                                                                                    10

                           1.0                                                      0            25            50       75                  20
                                50 25                                                                                      100 125

                                                                                     Ambient Temperature ( C)

                                                                Figure 27. Typical DC Drift Over Temperature                                                                                         Figure 28. Common-Mode Input and Output Swing vs
                                                                                                                                                                                                                                Supply Voltage
                                                           0.08                75  OPA695            1k     VO
                                                                                            511    5V                                                                                                5
                                                                           VI                            Video                                                                                                                                      VDIS
                                                                                                         Loads
                                                           0.07                                                                                                                                       4
                                                                               511                1k, optional pulldown
                                                           0.06                                                                                                                                       3
                           dG/d (%/)                                                                                                          dG        Volts                                                                  VO
                                                           0.05
                                                                                                                             dG, 1k Pulldown                                                          2
                                                           0.04
                                                                                                   d                                                                                                  1
                                                           0.03                d, 1k Pulldown                                                                                                                           VIN = 0.25VDC

                                                           0.02                                   2                      3                            4                                               0

                                                           0.01                                                                                                                                      1
                                                                                                                                                                                                                                       Time (500ns/div)
                                                               0
                                                                  1

                                                                                                  Number of 150 Loads

                                                                               Figure 29. Composite Video dG/d                                                                                       Figure 30. Large-Signal Disable/Enable Response

16                                                         Submit Documentation Feedback                                                                                                                  Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

                                                                                                                                   Product Folder Links: OPA695
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                                                                                                                                                 SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                           2                          GD = 5           VO = 2VPP                                                       21.0                                                   GD = 10
                                                                                                                                       20.5                                        VO = 2VPP
                           1                                                                                                           20.0                                        and 4VPP
                                                                                                                                       19.5
Normalized Gain (dB)        0                                                                                                          19.0                                                  VO = 8VPP
                                                                                           GD = 10                                     18.5
                                                                                                                                       18.0
                           -1                                                                                                          17.5
                                                                                                                                       17.0
                           -2                         GD = 20                                               Gain (dB)                  16.5
                                                                                                                                       16.0
                           -3
                                                                                                                                              1
                           -4                                                                                                                                        VO = 12VPP
                                                                                                                                                                                         VO = 16VPP
                           -5

                           -6

                           -7

                            -8                    10  100                                           1000                                                    10                     100                1000
                                 1
                                                      Frequency (MHz)                                                                                           Frequency (MHz)
                           See Figure 47

                           Figure 31. Differential Small-Signal Frequency Response                                                               Figure 32. Large-Signal Bandwidth

                           -65                                                                                                         -65
                                                                                                                                                GD = 10V/V
                                      GD = 10V/V
                                                                                                                                       -70 F = 20MHz
                           -70        VO = 2VPP
                                                                                                                                       -75 RL = 800
Harmonic Distortion (dBc)  -75                                                                              Harmonic Distortion (dBc)                                3rd-Harmonic

                           -80                                                                                                         -80
                                      3rd-Harmonic                                                                                                                                 2nd-Harmonic

                           -85                                                                                                         -85

                           -90                                                                                                         -90

                            -95                                                                                                        -95
                           -100
                                      2nd-Harmonic

                                                                                                                                       -100

                           -105                                                                                                        -105
                                  10
                                                                                                       100                                   0   2              4              6                 8      10
                                                      Frequency (MHz)
                                                                                                                                                                     VO (VPP)

                                      Figure 33. Distortion vs Frequency                                                                         Figure 34. Distortion vs VOUT

                           55                                                                                                             6
                                                                                                                                          3
                                                                       RL = 800                                                           0                 G = +2, RF = 487
                                                                                                                                        3
                           50                                          GD = 10                              Normalized Gain (3dB/div)   6                                         G = +4, RF = 450
                                                                                                                                        9
Intercept (dBm)            45                                                                                                          12
                                                                                                                                       15
                           40                                                                                                          18
                                                                                                                                       21
                                                                                                                                       24       G = +8, RF = 348

                           35                                                                                                                0

                           30                                                                                                                               G = +16, RF = 162

                           25         20 40 60 80 100 120 140 160 180 200                                                                        200            400           600                800  1GHz
                                0                      Center Frequency (MHz)

                                                                                                                                                            Frequency (200MHz/div)

                           Figure 35. 2-Tone, 3rd-Order Intermodulation Intercept                                                      Figure 36. Noninverting Small-Signal Frequency Response

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                               6                                                                                                                                    4.0                                                  G = +8V/V
                                                                                                                                                                             100MHz, Square Wave Input
                               3                                                          G = 2V/V, RF = 453
                                                                                                                                                                    3.5
    Normalized Gain (3dB/div)   0                                                                                                        Output Voltage
                                                                                         G = 4, RF = 442                                                           3.0

                               3                                                                                                                                   2.5

                               6                                                                                                                                   2.0

                               9                                                                                                                                   1.5

                               12                 G = 16, RF = 806                                                                                                1.0
                                                                                                                                                                                                         Time (1ns/div)
                               15                                               RG = 50

                               18                                                                                   G = 8, RF = 422

                               21

                               24                         200                                      400    600       800  1GHz
                                     0

                                                                                 Frequency (200MHz/div)

                               Figure 37. Inverting Small-Signal Frequency Response                                                                                           Figure 38. Noninverting Pulse Response

                               4.0                                                                                   G = 8V/V                                      25
                                                                                                                                                                                                                                     0.5dB Peaking
                                       100MHz, Square Wave Input                                                                                                                                                                     Allowed
                               3.5
                                                                                                                                                                    20

    Output Voltage             3.0

                                                                                                                                         RS ( )                     15

                               2.5

                                                                                                                                                                    10

                               2.0

                               1.5                                                                                                                                  5

                               1.0                                                                                                                                  0
                                                                    Time (1ns/div)
                                                                                                                                                                        5        10                                      100

                                                                                                                                                                                     Capacitive Load (pF)

                                            Figure 39. Inverting Pulse Response                                                                                                  Figure 40. RS vs Capacitive Load

                               21                                                                                                                                   50          VO = 2VPP  2nd-Harmonic
                                                                                          CL = 10pF                                                                 55          RL = 100                3rd-Harmonic
                                                                                                                                                                    60          G = +8V/V
                                                                                                                                         Harmonic Distortion (dBc)  65
    Normalized Gain (dB)       18                                                                                    CL = 20pF                                      70
                                                                                                                     CL = 50pF                                      75
                                                           CL = 100pF                                                                                               80
                                                                                                                                     1k                             85
                               15                                                                                                                                   90

                                                                            +5V                                                                                          0.5

                                                   1000pF  2k                    DIS
                                                   50
                                               VI                                     RS               VO
                                                           2k  OPA695                               1k
                               12
                                                                                                CL
                                9                                                 RF
                                   10                                            348

                                                                50                    1k load is optional
                                                                1000pF

                                                                                                             100                                                              1             10                                                      100
                                                                                                    Frequency (MHz)
                                                                                                                                                                                            Frequency (MHz)

                               Figure 41. Small-Signal Frequency Response vs Capacitive                                                                                    Figure 42. Harmonic Distortion vs Frequency
                                                                      Load

18                             Submit Documentation Feedback                                                                                                                     Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

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Typical Characteristics (continued)

G = +8, RF = 402 , RL = 100 , unless otherwise noted.

                           50                                                                                                          50                                         VO = 2VPP
                                    G = +8V/V                                                                                           55                                         G = +8V/V
                                                                                                                                        60
Harmonic Distortion (dBc)  55 RL = 100                  2nd-Harmonic                                        Harmonic Distortion (dBc)  65                     2nd-Harmonic
                           60                                                                                                          70                       3rd-Harmonic
                                                                                                                                        75
                           65                                                                                                          80
                                                                                                                                        85
                           70                                                                                                          90
                                                                                          3rd-Harmonic
                                                                                                                                              50
                           75

                           80

                           85

                           90      0.5        1.0  1.5              2.0                                2.5                                            100                                     500
                                 0

                                               Output Voltage (VPP)                                                                                             Load Resistance ()

                           Figure 43. 10-MHz Harmonic Distortion vs Output Voltage                           Figure 44. 10-MHz Harmonic Distortion vs Load Resistance

                             40                                                                                                         500       RF = 348
                                                                                                                                                  VO = 500mVPP
                             35                                                                                                         480

Intercept Point (+dBm)       30                                                                                                         460 G = +8V/V
                                                                   See Figure 53
                                                                                                                                        440
                             25
                                               See Figure 52                                                 BW (MHz)                   420

                             20                                                                                                         400
                                                                                                                                        380
                             15                                                                                                         360
                                 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 240
                                                               Frequency (MHz)                                                          340

                                                                                                                                        320

                                                                                                                                        300

                                                                                                                                             4    5    6        7  8            9 10 11 12

                                                                                                                                                       Single Power Supply Voltage

                           Figure 45. Two-Tone, 3rd-Order Intermodulation Intercept                                                     Figure 46. Small-Signal BW vs Single-Supply Voltage

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7 Parameter Measurement Information

7.1 Differential Small Signal Measurement

                                                                                                                         +5V

                                                                      OPA695

        ZI = RT || 2RG                                RG                5V
                                                                           RF
    VI                                    1:1
                                                                         500
                                          RT                                                                                  RL   VO
                                                                  RG       RF
                                                                         500                                                  800

                                   VO  =  500  =  GD                    +5V
                                   VI      RG
                                                                      OPA695

                                                                                         5V

    Figure 47. Schematic for Differential Small-Signal Frequency Response

20  Submit Documentation Feedback                                                                                             Copyright 20032015, Texas Instruments Incorporated

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8 Detailed Description                                                               SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

8.1 Overview

The OPA695, seen below in the Functional Block Diagram, is an operational amplifier with time-proven current
feedback architecture. Advantages of current feedback include no gain bandwidth product limitations, fast slew
rate, high large signal bandwidth and excellent distortion performance at high frequencies and large amplitudes.
Common applications for current feedback operational amplifiers include coaxial cable drivers, ADC drivers,
video amplifiers and high frequency gain blocks.

8.2 Functional Block Diagram

8.3 Feature Description

8.3.1 Wideband Current Feedback Operation

The OPA695 provides a new level of performance in wideband current feedback operational amplifiers. Nearly
constant AC performance over a wide gain range, along with 4300-V/s slew rate, gives a lower power and cost
solution for high-intercept IF amplifier requirements. While optimized at a gain of +8 V/V (12 dB to a matched 50-
load) to give 450-MHz bandwidth, applications from gains of 1 to 40 can be supported. As a gain of +2 video
line driver, the bandwidth extends to 1.4 GHz with a slew rate to support the highest pixel rates. At gains above
20, the signal bandwidth starts to decrease, but still exceeds 180 MHz up to a gain of 40 V/V (26 dB to a
matched 50- load). Single +5-V supply operation is also supported with similar bandwidths but reduced output
power capability. For lower speed (< 250-MHz) requirements with higher output powers, consider the OPA691.

Figure 48 shows the DC-coupled, gain of +8 V/V, dual-power supply circuit used as the basis of the 5-V
Specifications and Typical Characteristic curves. For test purposes, the input impedance is set to 50  with a
resistor to ground, and the output impedance is set to 50  with a series output resistor. Voltage swings reported
in the specifications are taken directly at the input and output pins, while load powers (dBm) are defined at a
matched 50- load. For the circuit of Figure 48, the total effective load is 100  || 458  = 82 . The disable
control line (DIS) is typically left open for normal amplifier operation. The disable line must be asserted low to
shut off the OPA695. One optional component is included in Figure 48. In addition to the usual power supply
decoupling capacitors to ground, a 0.01-F capacitor is included between the two power supply pins. In practical
PCB layouts, this optional added capacitor typically improves the 2nd-harmonic distortion performance by 3 dB to
6 dB for bipolar supply operation.

Figure 49 shows the DC-coupled, gain of 8 V/V, dual-power supply circuit used as the basis of the Inverting
Typical Characteristic curves. Inverting operation offers several performance benefits. Because there is no
common-mode signal across the input stage, the slew rate for inverting operation is higher and the distortion
performance is slightly improved. An additional input resistor, RT, is included in Figure 49 to set the input
impedance equal to 50 . The parallel combination of RT and RG set the input impedance. Both the non-inverting

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Feature Description (continued)

and inverting applications of Figure 48 and Figure 49 benefit from optimizing the feedback resistor (RF) value for
bandwidth (see the discussion in Setting Resistor Values to Optimize Bandwidth). The typical design sequence is
to select the RF value for best bandwidth, set RG for the gain, then set RT for the desired input impedance. As the
gain increases for the inverting configuration, a point is reached where RG equals 50 , where RT is removed,
and the input match is set by RG only. With RG fixed to achieve an input match to 50 , RF is increased to
increase gain. This quickly reduces the achievable bandwidth, as shown by the inverting gain of 16 frequency
response in the Typical Characteristic curves. For gains > 10 V/V (14 dB at the matched load), noninverting
operation is recommended to maintain broader bandwidth.

                                                                                                         +5V

                                                                        0.1F           +6.8F
                                                                                        +
    50 Source
                                                                                   +
                                   VI  50                                DIS       +
                                                                                       50 Load

                                                                        VO 50

                                                                OPA695

                                                      Optional
                                                      0.01F

                                                                 RF
                                                                402

                                         RG                             0.1F        6.8F
                                       56.2

                                                                                     5V

    Figure 48. DC-Coupled, G = +8 V/V, Bipolar Supply Specifications and Test Circuit

                                                                +5V                        6.8F
                                                                    +VS
                                                                              0.1F

                                                  20                                 DIS

                                                                                            50 Load

                                                                               VO 50

                                                                OPA695

                                                      Optional
                                                      0.01F

    50 Source                            RG                              RF
          VI                           54.9                             442

                                        RT                              0.1F              6.8F
                                       562

                                                                                                      VS
                                                                                                 5V

    Figure 49. DC-Coupled, G = 8 V/V, Bipolar Supply Specifications and Test Circuit

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Feature Description (continued)

Figure 50 shows the AC-coupled, single +5-V supply, gain of +8 V/V circuit configuration used as a basis for the
+5V-only Specifications and Typical Characteristic curves. The key requirement for broadband single-supply
operation is to maintain input and output signal swings within the useable voltage ranges at both the input and
the output. The circuit of Figure 50 establishes an input midpoint bias using a simple resistive divider from the
+5-V supply (two 806- resistors) to the noninverting input. The input signal is then AC-coupled into this
midpoint-voltage bias. The input voltage can swing to within 1.6 V of either supply pin, giving a 1.8-VPP input
signal range centered between the supply pins. The input impedance matching resistor (57.6 ) used in
Figure 50 is adjusted to give a 50- input match when the parallel combination of the biasing divider network is
included. The gain resistor (RG) is AC-coupled, giving the circuit a DC gain of +1. This puts the input DC bias
voltage (2.5 V) on the output as well. The feedback resistor value has been adjusted from the bipolar supply
condition to re-optimize for a flat frequency response in +5 V only, gain of +8 operation (see Setting Resistor
Values to Optimize Bandwidth). On a single +5-V supply, the output voltage can swing to within 1.0 V of either
supply pin while delivering more than 90-mA output current, giving 3-V output swing into 100  (7-dBm maximum
at the matched load). The circuit in Figure 50 shows a blocking capacitor driving into a 50- output resistor, then
into a 50- load. Alternatively, the blocking capacitor could be removed with the load tied to a supply midpoint, or
to ground if the DC current required by this grounded load is acceptable.

Figure 51 shows the AC-coupled, single +5-V supply, gain of 8 V/V circuit configuration used as a basis for the
+5V-only Typical Characteristic curves. In this case, the midpoint DC bias on the noninverting input is also de-
coupled with an additional 0.1-F decoupling capacitor. This reduces the source impedance at higher
frequencies for the noninverting input bias current noise. This 2.5-V bias on the noninverting input pin appears on
the inverting input pin and, because RG is DC-blocked by the input capacitor, also appears at the output pin. One
advantage to inverting operation is that as there is no signal swing across the input stage, higher slew rates and
operation to lower supply voltages are possible. To retain a 1-VPP output capability, operation down to a 3-V
supply is allowed. At a +3-V supply, the input common mode range is 0 V. However, for the inverting
configuration of a current feedback amplifier, wideband operation is retained even with the input stage saturated.

                                                                                                                         +5V
                                                                                                                             +VS

                                                                                   0.1F  +    6.8F

            50 Source              0.1F                       806                        DIS
                  VI              1000pF                       806
                       57.6                                                          VO 0.1F                 50 Load
                                                                                                       50

                                                                           OPA695

                                                                            RF                 1000pF
                                                                           348

                                                       1000pF       RG
                                                                    50

                                                                    0.1F

            Figure 50. AC-Coupled, G = +8 V/V, Single-Supply Specifications and Test Circuit

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Feature Description (continued)

                                                       +5V                      +  6.8F
                                                           +VS
                                                                     0.1F

                                          806                    DIS
                                                   20          VO 0.1F

                                                                                                      50 Load
                                                                                          50

    1000pF                         0.1F  806          OPA695

                                                                                1000pF

               0.1F               RG                   RF
    VI                             50                  400

    1000pF

                 Figure 51. AC-Coupled, G = 8 V/V, Single-Supply Specifications and Test Circuit

The single-supply test circuits of Figure 50 and Figure 51 show +5-V operation. These same circuits can be used
over a single-supply range of +5 V to +12 V. Operating on a single +12-V supply, with the Absolute Maximum
Supply voltage specification of +13 V, gives adequate design margin for the typical 5% supply tolerance.

8.3.2 RF Specifications and Applications

The ultra-high, full-power bandwidth and 3rd-order intercept of the OPA695 are ideal for IF amplifier applications.
The advantage of a wideband operational amplifier such as the OPA695 include good (and independent) I/O
impedance matching, as well as high reverse isolation. A designer accustomed to fixed-gain RF amplifiers will
get almost perfect gain accuracy, higher I/O return loss, and 3rd-order intercept points exceeding 30 dBm (up to
110 MHz) using only a 13-mA supply current for the OPA695. Using the considerable design freedom achieved
by adjusting the external resistors, the OPA695 can replace a wide range of fixed-gain RF amplifiers with a
single part. To understand (in RF amplifier terms) how to take advantage of this, consider first the 4-S
parameters (see the example circuits of Figure 48 and Figure 49 on 5-V supplies, but similar results can be
obtained on a single +5-V to +12-V supply).

8.3.3 Input Return Loss (S11)

Input return loss is a measure of how closely (over frequency) the input impedance matches the source
impedance. This is relatively independent of gain setting for both the noninverting and inverting configurations.
The Typical Characteristics show the magnitude of S11 for the circuits of Figure 48 and Figure 49 through 1 GHz
(noninverting gain of +8 and inverting gain of 8 operation, respectively). Noninverting operation offers much
better matching to higher frequencies, with the only deviation due to the parasitic input capacitance of the input
pin. The noninverting input match is simply set by the resistor to ground on the noninverting input, as the
amplifier itself shows a very high input impedance. Inverting operation is also good, but rises more quickly due to
loop gain roll-off effects appearing at the inverting node. The inverting mode input match is set by the parallel
combination of RG and RT in Figure 49, as the inverting amplifier node may be considered a virtual ground. A
good, fixed-gain, RF amplifier would have an input, Voltage Standing Wave Ratio (VSWR) < 1.2:1. This
corresponds to an S11 of 21 dB. The OPA695 exceeds this performance through 100 MHz for the inverting
mode of operation, and through 400 MHz for the noninverting mode.

8.3.4 Output Return Loss (S22)

Output return loss is a measure of how closely (over frequency) the output impedance matches the load
impedance. This is relatively independent of gain setting for both the noninverting and inverting configurations.
The output matching impedance, to a first order, is set by adding a series resistor to the low impedance output of
the operational amplifier.

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Feature Description (continued)

Because the operational amplifier itself shows a low output impedance that increases with frequency, an
improvement in the output match can therefore be obtained by adding a small equalizing capacitor across this
output resistor. The Typical Characteristics show the measured S22 with and without this 2.5-pF capacitor (across
the 50- output resistor). Again, a good match for a fixed-gain RF amplifier would give a VSWR of 1.2:1 (S22 <
21 dB). The Typical Characteristic curves show that a simple 50- output resistor holds better than 21 dB to
140 MHz, but up to 380 MHz with the tuning capacitor.

8.3.5 Forward Gain (S21)

In all high-speed amplifier data sheets, forward gain is the small signal gain plotted over frequency. The
difference between noninverting and inverting operation is that the phase of S21 starts out at 0 for the
noninverting and 180 for the inverting. This initial phase shift for inverting mode is inconsequential to most IF
strip applications. The phase of S21 was not shown in Typical Characteristics, but is linear with frequency and
may be accurately modeled as a constant time delay through the amplifier.

The Typical Characteristics show S21 over a range of signal gains, where the external resistors have been
adjusted to re-optimize flatness at each gain setting. Because this is a current feedback operational amplifier, the
signal bandwidth can be held relatively constant as the desired gain setting is changed. The plot of the
noninverting bandwidth versus gain shows some change in bandwidth versus gain (due to parasitic capacitive
effects on the inverting node) with very little change showing up for the inverting mode of operation.

Signal gains are most often referred to as V/V in operational amplifier data sheets. This is the voltage gain from

input to output and is set by external resistor ratios. Because the output impedance is set by a physical series
resistor, the voltage gain to the matched load is cut in half by this resistor divider. The log gain to the matched
load for the noninverting circuit of Figure 48 is:

( ) G+ = 20log 1 1+ RF dB
            2  RG                                                                                                   (1)

The log gain to the matched load for the inverting circuit of Figure 49 is:

( ) G = 20log 1 RF dB                                                                                              (2)
                2 RG

The specific resistor values used in Figure 48 and Figure 49 give both a maximally-flat bandwidth and a 12-dB
gain to the matched load. The design tables located in the Noise Figure section summarize the required resistor
values over a range of desired gains for the circuits of Figure 48 and Figure 49.

As the desired signal gain increases, the achievable bandwidths decrease. In the noninverting case, it decreases

relatively quickly as shown in Typical Characteristics. The inverting configuration holds almost constant

bandwidth (with correctly selected external resistor values) until RG reduces to equal 50 , and remains at that
value to satisfy the input impedance matching requirement, with further increases in gain achieved by increasing

RF in Figure 49. The bandwidth then decreases rapidly as shown by the gain of 16 V/V plot in Typical
Characteristics.

8.3.6 Reverse Isolation (S12)

Reverse isolation is a measure of how much power injected into the output pin returns to the source. This is
rarely specified for an operational amplifier because operational amplifiers are nearly uni-directional signal
devices. Below 300 MHz, the noninverting configuration of Figure 48 gives much better isolation than the
inverting of Figure 49. Both are well below 40-dB isolation through 350 MHz.

8.3.7 Limits to Dynamic Range

The next set of considerations for RF amplifier applications are the defined limits to dynamic range. Typical fixed-
gain RF amplifiers include:
1-dB compression (a measure of maximum output power)
Two-tone, 3rd-order, output intermodulation intercept (a measure of achievable spurious-free dynamic range)
Noise figure (a measure of degradation in signal to noise ratio in passing through the amplifier)

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Feature Description (continued)

8.3.7.1 1-dB Compression

The definition for 1-dB compression power is output power where the actual power is 1 dB less than the input

power, plus the log gain. In classic RF amplifiers, this is typically 10 dB less than the 3rd-order intercept. That

relationship does not hold for operational amplifiers, as their intercept is improved by loop gain to be far more

than 10 dB higher than the 1-dB compression. A simple estimate for 1-dB compression for the OPA695 is the

maximum non-slew limited output voltage swing available at the matched load, converted into a power with 1 dB

added to satisfy the definition. For the OPA695 on 5-V supplies, its output will deliver approximately 4.0 V at

the output pin or 2.0 V at the matched load. The conversion from VPP to power (for a sine wave) is:

                      [ ] ( ) VPP 2
    PO (dBm)  = 10 log     22

                        0.001(50)                                                                     (3)

Converting this 4.0-VPP swing at the load to dBm gives 16 dBm; adding 1 dB to this (to satisfy the definition)
gives a 1-dB compression of 17 dBm for the OPA695 operating on 5-V supplies. This is a good estimate for

frequencies that require less than the full slew rate of the OPA695.

The maximum frequency of operation given an available slew rate and desired peak output swing (at the output
pin for a sine wave) is:

    FMAX  =   Slew Rate
             2 Vp(0.707)
                                                                                                      (4)

Putting in the 4600-V/s slew rate available in the inverting mode of operation and the 4.0-V peak output swing
at the output pin gives a maximum frequency of 259 MHz. This is the maximum frequency where the 1-dB

compression would be 17 dBm at the matched load. Higher useable bandwidths are possible at lower output

powers, as shown in the Large Signal Bandwidth curves. As those graphs show, 7-VPP outputs are possible with
almost perfect frequency response flatness through 100 MHz for both non-inverting or inverting operation.

8.3.7.2 Two-Tone 3rd-Order Output Intermodulation Intercept (OP3)

In narrowband IF strips, each amplifier typically feeds into a bandpass filter that attenuates most harmonic

distortion terms. The most troublesome remaining distortion is the 3rdorder, two-tone intermodulations that can

fall very close (in frequency) to the desired signals and cannot be filtered out. If two test frequencies are defined

at FO + F and FO F, the 3rd-order intermodulation distortion products will fall at FO + 3F and FO 3F. If
the two test power levels (PT) are equal, the OPA695 produces 3rd-order spurious terms (PS) at these
frequencies, and at a power level below the test power levels given by:

    PT PS = 2 (OP3 PT)                                                                            (5)

The 3rd-order intercept plot shown in Typical Characteristics shows a very high intercept at low frequencies that

decreases with increasing frequency. This intercept is defined at the matched load to allow direct comparison

with fixed-gain RF amplifiers. To produce a 2-VPP total two-tone envelope at the matched load, each power level
must be 4 dBm at the matched load (1 VPP). Using Equation 5, and the performance curve for inverting
operation, at 50 MHz (41.5-dBm intercept) the 3rd-order spurious will be 2 (41.5 4) = 75 dB below these 4-

dBm test tones. This is an exceptionally low distortion for an amplifier that only uses 13-mA supply current.

Considerable improvement from this level of performance is also possible if the output drives directly into the

lighter load of an ADC input.

This very high intercept versus quiescent power is achieved by the high loop gain of the OPA695. This loop gain
does, however, decrease with frequency, giving the decreasing OP3 performance shown in Typical
Characteristics. Application as an IF amplifier through 200 MHz is possible with output intercepts exceeding 21
dBm at 200 MHz. Intercept performance varies slightly with gain setting, decreasing at higher gains (that is, gains
greater than the 8 V/V or 12 dB gain used in the Typical Characteristic curves) and increasing at lower gains.

8.3.7.3 Noise Figure

All fixed-gain RF amplifiers show a very good noise figure (typically < 5 dB). For broadband amplifiers, this is
achieved by a low-noise input transistor and an input match set by feedback. This feedback greatly reduces the
noise figure for fixed-gain RF amplifiers, but also makes the input match dependent on the load and the output
match dependent on the source impedance at the input.

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Feature Description (continued)

The noise figure for an operational amplifier is always higher than for fixed-gain RF amplifiers, due to the more
complex internal circuits of an operational amplifier (giving higher input noise voltage and current terms). Also, for
simple circuits, the input match is set resistively. What is gained is an almost perfect I/O impedance match, much
better load isolation, and very high 3rd-order intercepts versus quiescent power. These higher noise figures can
be acceptable if the OPA695 has enough gain preceding it in the IF chain.

Operational amplifier noise figure equations include at least six terms (see Noise Performance), due to the
external resistors. As a point of reference, the circuit of Figure 48 has an input noise figure of 14 dB, while the
inverting configuration of Figure 49 has an input noise figure of 11 dB. At higher gains, it is typical for the
inverting noise figure to be slightly better than for an equivalent gain, noninverting configuration. Improve the
noise figure for the noninverting configuration of the OPA695 by including a step-up, 1:2 turns ratio transformer at
the input. This configuration is shown in Figure 52.

                   50 Source                                     +5V               Supply decoupling
                                                                              DIS       not shown.
                   VI                                  1:2
                                                                 OPA695                      50 Load
                                                            200                       50

                                                                                                     VO

                                                                            RF

                                                                       5V
                                                                 RG

                   Figure 52. IF Amplifier With Improved Noise Figure

The transformer provides a noiseless voltage gain at the expense of higher source impedance for the OPA695
noninverting input current noise. The input impedance is still set to 50  by the 200- resistor on the transformer
secondary. A 1:2 turns ratio transformer will reflect the 200  to the input side as a 50- impedance over the
bandwidth of the transformer. Using a 1:2 step-up transformer also reduces the required amplifier gain by 1/2 for
any particular desired overall gain.

Table 1, Table 2, and Table 3 summarize the recommended resistor values and resulting noise figures over the
desired gain setting for three circuit options for the OPA695 operated as a precision IF amplifier. In each case,
RF and RG are adjusted for both best bandwidth and required gain.

In all cases, exact computed values for resistors are shown; in an application, pick standard resistor values that
are closest to those in the tables.

                   Table 1. Noninverting Wideband Operational Amplifier

GAIN TO LOAD (dB)                RF ()                                             RG ()                 NOISE FIGURE
             6                    478                                                159                        17.20
             7                    468                                                134                        16.55
             8                    458                                                113                        15.95
             9                    446                                                96                         15.40
            10                    433                                                81                         14.91
            11                    419                                                68                         14.47
            12                    402                                                57                         14.09
            13                    384                                                48                         13.76
            14                    363                                                40                         13.23
            15                    340                                                33                         13.23
            16                    314                                                27                         13.03
            17                    284                                                21                         12.86
            18                    252                                                16                         12.72

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

Feature Description (continued)

                       Table 1. Noninverting Wideband Operational Amplifier (continued)

    GAIN TO LOAD (dB)              RF ()                 RG ()                                  NOISE FIGURE
                19                  215                    12                                          12.60
                20                  174                     9                                          12.51

                       Table 2. Noninverting With a 1:2 Input Step-Up Transformer

    GAIN TO LOAD (dB)              RF ()                 RG ()                                  NOISE FIGURE
                 6                  516                    518                                         16.34
                 7                  511                    412                                         15.54
                 8                  506                    334                                         14.78
                 9                  500                    275                                         14.07
                10                  493                    228                                         13.40
                11                  486                    190                                         12.78
                12                  478                    160                                         12.21
                13                  469                    135                                         11.70
                14                  458                    114                                         11.25
                15                  447                    96                                          10.85
                16                  434                    81                                          10.15
                17                  419                    69                                          10.21
                18                  403                    58                                          9.96
                19                  384                    48                                          9.74
                20                  364                    40                                          9.57

                                   Table 3. Inverting Wideband RF Amplifier

    GAIN TO LOAD (dB)  Optimum RF ()              RG ()                         Input Match RT  NOISE FIGURE
                 6           463.27                 116                                  87            16.94
                 7           454.61                 101                                  98            16.06
                 8           444.91                 88                                  114            15.16
                 9           434.07                 77                                  142            14.23
                10           421.95                 66                                  199            13.24
                11           408.42                 57                                  380            12.16
                12           398.11                 50                                                 11.03
                13           446.68                 50                                Infinite         10.92
                14           501.19                 50                                Infinite         10.83
                15           562.34                 50                                Infinite         10.75
                16           630.96                 50                                Infinite         10.67
                17           707.95                 50                                Infinite         10.61
                18           794.33                 50                                Infinite         10.55
                19           891.25                 50                                Infinite         10.49
                20           1000.00                50                                Infinite         10.45
                                                                                      Infinite

8.4 Device Functional Modes

The OPA695 has two functional modes. The first functional mode is accessed by applying a logic 1 (>3.3 V) to
the not Disable (Disable bar) pin. In this mode the amplifier is fully enabled and will draw a supply current of 13
mA.

The second functional mode is the disabled state. The disabled state is accessed by applying a logic 0 (<1.8 V)
to the not Disable pin. In this mode, the amplifier is fully disabled and draws a current of only 100 A.

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9 Application and Implementation                                                     SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

                                                        NOTE
Information in the following applications sections is not part of the TI component
specification, and TI does not warrant its accuracy or completeness. TI's customers are
responsible for determining suitability of components for their purposes. Customers should
validate and test their design implementation to confirm system functionality.

9.1 Application Information

9.1.1 SAW Filter Buffer

One common requirement in an IF strip is to buffer the output of a mixer with enough gain to recover the
insertion loss of a narrowband SAW filter. Figure 65 shows one possible configuration driving a SAW filter.
Figure 53 shows the intercept at the 50- load. Operating in the inverting mode at a voltage gain of 8 V/V, this
circuit provides a 50- input match using the gain set resistor, has the feedback optimized for maximum
bandwidth (700 MHz in this case), and drives through a 50- output resistor into the matching network at the
input of the SAW filter. If the SAW filter gives a 12-dB insertion loss, a net gain of 0 dB to the 50- load at the
output of the SAW (which could be the input impedance of the next IF amplifier or mixer) is delivered in the
passband of the SAW filter. Using the OPA695 in this application isolates the first mixer from the impedance of
the SAW filter and provides very low two-tone, 3rd-order spurious levels in the SAW filter bandwidth. Inverting
operation gives the broadest bandwidth up to a gain of 12 V/V (15.6 dB). Noninverting operation gives higher
bandwidth at gain settings higher than this, but will also give a slight reduction in intercept and noise figure
performance.

                                                                   50

Output Intercept (dBm)  40

                        30

                        20

                        10                             50  100  150                  200  250
                             0

                                                           Center Frequency (MHz)

Figure 53. 2-Tone, 3rd-Order Intermodulation Intercept

9.1.2 LO Buffer Amplifier

The OPA695 can also be used to buffer the Local Oscillator (LO) from the mixer. Operating at a voltage gain of
+2, the OPA695 provides almost perfect load isolation for the LO, with a net gain of 0 dB to the mixer.
Applications through 1.4-GHz LOs may be considered, but best operation would be for LOs < 1.0 GHz at a gain
of +2. Gain can also be provided by the OPA695 to drive higher power levels into the mixer. One option for the
OPA695 as an LO buffer is shown in Figure 54. Because the OPA695 can drive multiple output loads, two
identical LO signals may be delivered to the mixers in a diversity receiver by tapping the output off through two
series 50- output resistors. This circuit is set up for a voltage gain of +2 V/V to the output pin for a gain of +1
V/V (0 dB) to the mixers, but could easily be adjusted to deliver higher gains as well.

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SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015                                                            IF2

Application Information (continued)

        Antenna

    Diversity Receiver                            LNA
                          Antenna
                                                                               Bandpass
                                                                                   Filter

                                                  LNA

                                                  +5V       Bandpass                       50

                                                       DIS  Filter

    LO                             50             OPA695
                                                                                                        50

                                                              RF
                                                  5V 511

                                                   RG       Power supply decoupling not shown.
                                                  511

                                                    Figure 54. Dual Output LO Buffer

9.1.3 Wideband Cable Driving Applications

The high slew rate and bandwidth of the OPA695 can be used to meet the most demanding cable driving
applications.

9.1.3.1 Cable Modem Return Path Driver

The standard cable modem upstream driver is typically required to drive high power over a 5-MHz to 65-MHz
bandwidth while delivering < 50-dBc distortion. Highly-integrated solutions (including programmable gain
stages) often fall short of this target due to high losses from the amplifier output to the line. The higher gain-
operating capability of the OPA695 and its very high slew rate provide a low-cost solution for delivering this
signal with the required spurious-free dynamic range. Figure 55 shows one example of using the OPA695 as an
upstream driver for a cable modem return path. In this case, the input impedance of the driver is set to 75  by
the gain resistor (RG). The required input level from the adjustable gain stage is significantly reduced by the 15.5-
dB gain provided by the OPA695. In this example, the physical 75- output matching resistor, along with the 3-
dB loss in the diplexer, attenuate the output swing by 9 dB on the line. In this example, a single +12-V supply
was used to achieve the lowest harmonic distortion for the 6-VPP output pin voltage through 65 MHz. Measured
performance for this example gave 600-MHz small-signal bandwidth and < 54-dBc distortion through 65 MHz
for a 6-VPP output pin voltage swing.

An alternative to this circuit that gives even lower distortion is a differential driver using two OPA695s driving into
an output transformer. This can be used either to double the available line power, or to improve distortion by
cutting the required output swing in half for each stage. The channel disable required by the MCNS specification
must be implemented by using the PGA disable feature. The MCNS disable specification requires that an output
impedance match be maintained with the signal channel shut off. The disable feature of the OPA695 is intended
principally for power savings and puts the output and inverting input pins into a high impedance mode. This does
not maintain the required output-impedance matching. Turning off the signal at the input of Figure 55, while
keeping the OPA695 active, maintains the impedance matching while putting very little noise on the line. The line
noise in disable for the circuit of Figure 55 (with the PGA source turned off, but still presenting a 75- source
impedance) will be a very low 4 nV/Hz (157 dBm/Hz) due to the low input noise of the OPA695.

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Application Information (continued)                                                  SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015

                                                                                     Receive Channel

                                                       +12V  Supply decoupling                        58dBmV
                                                                  not shown                                    75
                                                                                     Diplexer
                                                             67dBmV                    3dB

                    6k                                             DIS
                                                       OPA695
                                                                        0.01F       75

1000pF      0.1F             20
                    6k

                                                                        1000pF

PGA Output  0.1F       RG                                    RF
                        75                                   450

51.5dBmV

            1000pF

                                              Figure 55. Cable Modem Upstream Driver

9.1.3.2 RGB Video Line Driver

The extremely high bandwidth of the OPA695 operating at a gain of +2 supports the fastest RAMDAC outputs for
applications such as auxiliary monitor driving. Gain 2V/V Video Line Driver shows measured performance for a
0  +1-V input square wave at 125 MHz. As a general rule, the required full-power bandwidth for the amplifier
must be at least one-half the pixel rate. With its noninverting gain of +2, slew rate of 2900 V/s, and a 1.4-VPP
output pin voltage swing for standard RGB video levels, the OPA695 gives a bandwidth of 600 MHz, which then
supports up to 1.26-GHz pixel rates. Figure 56 shows an example where three OPA695s provide an auxiliary
monitor output for a highresolution RGB RAMDAC.

An alternative circuit that takes advantage of the higher inverting slew rate of the OPA695 (4300 V/s) takes the
complementary current output from the RAMDAC and converts it to positive video to give a very high, full-power
bandwidth RGB line driver. This will give sharper pixel edges than the circuit of Figure 56. Most high-speed
DACs are current-steering designs with both an output current signal used for the video, and a complementary
output that is typically discarded into a matching resistor. The complementary current output can be used as an
auxiliary output if it is inverted, as shown in Figure 57. In the circuit of Figure 57, the complementary current
output is terminated by an equivalent 75- impedance (the parallel combination of RT and RG) that also provides
a current division to reduce the signal current through the feedback resistor, RF. This allows RF to be increased
to a value which holds a flat frequency response. Since the complementary current output is essentially an
inverted video signal, this circuit sets up a white video level at the output of the OPA695 for zero DAC output
current (using the 0.77-V DC bias on the noninverting input), then inverts the complementary output current to
produce a signal that ranges from this 1.4 V at zero output current down to 0 V at maximum output current level
(assuming a 20-mA maximum output current). This gives a very wideband (> 800-MHz) video signal capability.

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Application Information (continued)

                                                 Red
                    75

    RAMDAC                                           Green           Power supply decoupling not shown.
                                 75

                                                                     +5V

                                                     Blue

                    75                                       20                 DIS

                                                                                               75

                                                                     OPA695

                                                                                           RF
                                                                                5V 511

                                     Addtional                       511
                                     OPA695
                                      Stages

    Figure 56. Gain of +2, High-Resolution RGB Monitor Output

    0.77V                                       4.22k        +5V
                                                       20
                                                                                 Power supply decoupling not shown.

                                                                          DIS
                                                                                          75

                                                             OPA695

                                   0.1F        768

    RAMDAC                                               RG  5V
                IO                                     536
                                                                 RF
                                                  RT            500
                                                86.6

                Figure 57. High-Resolution RGB Driver Using DAC Complementary Output Current

9.1.3.3 Arbitrary Waveform Driver

The OPA695 can be used as the output stage for moderate output power arbitrary waveform driver applications.
Driving out through a series 50- matching resistor into a 50- matched load allows up to a 4.0-VPP swing at the
matched load (15 dBm) when operating the OPA695 on a 5-V power supply. This level of power is available for
gains of either 8 with a flat response through 100 MHz. When interfacing directly from a complementary current
output DAC, consider the circuit of Figure 57, modified for the peak output currents of the particular DAC being
considered. Where purely AC-coupled output signals are required from a complementary current output DAC,
consider a push-pull output stage using the circuit of Figure 58. The resistor values here have been calculated
for a 20-mA peak output current DAC, which produces up to a 5-VPP swing at the matched load (18 dBm). This
approach gives higher power at the load, with lower 2nd-harmonic distortion.

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For a 20-mA peak output current DAC, the mid-scale current of 10 mA gives a 2-V DC output common-mode

operating voltage, due to the 200- resistor to ground at the outputs. The total AC impedance at each output is

50 , giving a 0.5-V swing around this 2-V common-mode voltage for the DAC. These resistors also act as a

current divider, sending 75% of the DAC output current through the feedback resistor (464 ). The blocking

capacitor references the OPA695 output voltage to ground, and turns the unipolar DAC output current into a

bipolar swing of 0.75 20 mA 464  = 7 VPP at each amplifier output. Each output is exactly 180 out-of-phase
from the other, producing double 7 VPP into the matching resistors. To limit the peak output current and improve
distortion, the circuit of Figure 58 is set up with a 1.4:1 stepdown transformer. This reflects the 50- load to be

100  at the primary side of the transformer. For the maximum 14-VPP swing across the outputs of the two
amplifiers, the matching resistors will drop this to 7 VPP at the input of the transformer, then down to 5-VPP
maximum at the 50- load at the output of the transformer. This step-down approach reduces the peak output

current to 14 VP/(200 ) = 70 mA.

                                                           +5V                       Power supply decoupling not shown.

                                                       20                   DIS

                     0.01F 66.5                           OPA695                        3.5V                            50 Source
                                                                   464               50                           1.4:1

                 IO  200                                   5V                                      Differential
         DAC               0.01F 66.5                                                                  Filter
                                                           +5V
                 IO                                                464               50

20mA Peak Output     200

                                                                    OPA695           3.5V
                                                       20

                                                                                                 DIS
                                                                                   5V

            Figure 58. High Power, Wideband AC-Coupled Arbitrary Waveform Driver

9.1.4 Differential I/O Applications

The OPA695 offers very low 3rd-order distortion terms with a dominant 2nd-order distortion for the single
amplifier operation. For the lowest distortion, particularly where differential outputs are needed, operating two
OPA695s in a differential I/O design suppresses these even-order terms, delivering extremely low harmonic
distortion through high frequencies and powers. Differential outputs are often preferred for high performance
ADCs, twisted-pair driving, and mixer interfaces. Two basic approaches to differential I/Os are the noninverting or
inverting configurations. Because the output is differential, the signal polarity is somewhat meaningless; the
noninverting and inverting terminology applies here to where the input is brought into the two OPA695s. Each
approach has its advantages and disadvantages. Figure 59 shows a basic starting point for non-inverting
differential I/O applications.

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                                       OPA695

                                       VCC                                                                      RF
                                                                                                                500

                                   VI  RG +VCC                                                                   RF  VO
                                                                                                                500

                                       OPA695

                                                                            VCC

                        Figure 59. Noninverting Input Differential I/O Amplifier

This approach allows for a source termination impedance independent of the signal gain. For instance, simple
differential filters may be included in the signal path right up to the non-inverting inputs without interacting with
the gain setting. The differential signal gain for the circuit of Figure 59 is:

    AD = 1 + 2 RF/RG                                                                                                   (6)

Because the OPA695 is a current feedback amplifier, its bandwidth is principally controlled with the feedback

resistor value: Figure 59 shows a typical value of 500 . However, the differential gain may be adjusted with

considerable freedom using just the RG resistor. RG can be a reactive network providing an isolated shaping to
the differential frequency response. AC-coupled applications often include a blocking capacitor in series with RG.
This reduces the gain to 1 at low frequency, rising to the AD expression shown above at higher frequencies. The
noninverting input approach of Figure 59 can be used for higher gains than the inverting input approach, but may

have a reduced full-power bandwidth due to the lower slew rate of the OPA695 running a noninverting versus

inverting input mode of operation.

Various combinations of single-supply or AC-coupled gain can also be delivered using the basic circuit of
Figure 59. Common-mode bias voltages on the two noninverting inputs pass on to the output with a gain of 1, as
an equal DC voltage at each inverting node creates no current through RG. This circuit shows a common-mode
gain of 1 from input to output. The source connection must either remove this common-mode signal if it is
unnecessary (using an input transformer), or the common-mode voltage at the inputs can set the output
common-mode bias. If the low common-mode rejection of this circuit is a problem, the output interface may also
be used to reject that common-mode. For instance, most modern differential input ADCs reject common-mode
signals well, while a line driver application through a transformer also removes the common-mode signal at the
secondary of the transformer.

Figure 60 shows a differential I/O stage configured as an inverting amplifier. In this case, the gain resistors (RG)
become part of the input resistance for the source. This provides a better noise performance than the non-

inverting configuration, but limits the flexibility in setting the input impedance separately from the gain.

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                                                                               VCM  +VCC

                                                                                    OPA695

                                                       RG                           VCC   RF
                                                                                          500

                             VI                        RG                                  RF                     VO
                                                                                          500

                                                                                      OPA695
                                                       VCM

                                                              VCC

            Figure 60. Inverting Input Differential I/O Amplifier

The two noninverting inputs provide an easy common-mode control input, particularly if the source is AC-coupled
through either blocking caps or a transformer. In either case, the common-mode input voltages on the two
noninverting inputs again have a gain of 1 to the output pins, giving easy common-mode control for single-supply
operation. The OPA695 in this configuration constrains the feedback to the 500- region for best frequency
response. With RF fixed, the input resistors may be adjusted to the desired gain, but will also be changing the
input impedance. The high-frequency common-mode gain for this circuit from input to output is the same as for
the signal gain. Again, if the source might include an undesired common-mode signal, that could be rejected at
the input using blocking caps (for low-frequency and DC common-mode) or a transformer coupling. The
differential performance plots shown in the Typical Characteristics used the configuration of Figure 60 and an
input 1:1 transformer. The differential signal gain in the circuit of Figure 60 is:

AD = RF/RG                                                                                                                                           (7)

Using this configuration suppresses the 2nd-harmonics, leaving only 3rd-harmonic terms as the limit to output
SFDR. The higher slew rate of the inverting configuration also extends the full-power bandwidth and the range of
low intermodulation distortion over the performance bandwidth available from the circuit of Figure 59. The Typical
Characteristics show that the circuit of Figure 60 operating at an AD = 10 can deliver a 16 VPP signal with over
500-MHz 3-dB bandwidth. Using Equation 4, this implies a differential output slew of 18000 V/sec, or 9000
V/sec at each output. This output slew rate is far higher than specified, and probably due to the lighter load
used in the differential tests.

This inverting input differential configuration is suited to high SFDR converter interfaces, specifically narrowband
IF channels. The Typical Characteristics show the 2-tone, 3rd-order intermodulation intercept exceeding 45 dBm
through 90 MHz. Although this data was taken with an 800- load, the intercept model appears to work for this
circuit, treating the power level as if it were into 50 . For example, at 70 MHz, the differential Typical
Characteristic plots show a 48 dBm intercept. To predict the 2-tone intermodulation SFDR, assuming a 1-dB
below full-scale envelope to a 2-VPP maximum differential input converter, the test power level would be 9 dBm
6 dBm = 3 dBm for each tone. Putting this into the intercept equation, gives:

dBc = 2 (48 3) = 90 dBc                                                                                                                          (8)

The single-tone distortion data shows approximately 72-dB SFDR at 70 MHz for a 2-VPP output into this light
800- load. A modest post filter after the amplifier can reduce these harmonics (2nd at 140 MHz, 3rd at 210

MHz) to the point where the full SFDR to a converter can be in the 85-dB range for a 70-MHz IF operation.

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9.1.5 Operating Suggestions

9.1.5.1 Setting Resistor Values to Optimize Bandwidth

A current-feedback operational amplifier such as the OPA695 can hold an almost constant bandwidth over signal
gain settings with the proper adjustment of the external resistor values. This is shown in Typical Characteristics.
The small-signal bandwidth decreases only slightly with increasing gain. These curves also show that the
feedback resistor has been changed for each gain setting. The resistor values on the inverting side of the circuit
for a current-feedback operational amplifier can be treated as frequency response compensation elements, while
their ratios set the signal gain. Figure 15 shows the analysis circuit for the OPA695 small-signal frequency
response.

The key elements of this current feedback operational amplifier model are:
   Buffer gain from the noninverting input to the inverting input.
RI  Buffer output impedance
iERR  Feedback error current signal
Z(s)  Frequency-dependent, open-loop transimpedance gain from iERR to VO

                                         VI                                          VO
                                       iERR               RI     Z(S) iERR
                                                             RF

                                                  RG

                 Figure 61. Current-Feedback Transfer Function Analysis Circuit

The buffer gain is typically very close to 1.00 and is normally neglected from signal gain considerations. It will,
however, set the CMRR for a single operational amplifier differential amplifier configuration. For the buffer gain
< 1.0, the CMRR = 20 log (1 ).

RI, the buffer output impedance, is a critical portion of the bandwidth control equation. For the OPA695, it is
typically about 28  for 5-V operation, and 31  for single +5-V operation.

A current-feedback operational amplifier senses an error current in the inverting node (as opposed to a
differential input error voltage for a voltage-feedback operational amplifier) and passes this on to the output
through an internal frequency-dependent transimpedance gain. Typical Characteristics show this open-loop
transimpedance response. This is analogous to the open-loop voltage gain curve for a voltage-feedback
operational amplifier. Developing the transfer function for the circuit of Figure 64 gives Equation 9:

    ( ) VO =
            1+ RF
                 RG                     NG
                         =             + RI
    ( ) VI                         RF          NG
        RF + RI  1+ RF      1+
    1+               RG                Z(S)

           Z(S)

    where

    NC = 1 + RF/RG = Noise Gain                                                        (9)

This is written in a loop gain analysis format, where the errors arising from a non-infinite open-loop gain are
shown in the denominator. If Z(s) were infinite over all frequencies, the denominator of Equation 9 would reduce
to 1, and the ideal desired signal gain shown in the numerator would be achieved. The fraction in the
denominator of Equation 9 determines the frequency response. Equation 10 shows this as the loop gain
equation:

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Z(S)          = Loop Gain

RF + RI NG                                                                                                                    (10)

If 20 log (RF + NG RI) were superimposed on the open-loop transimpedance plot, the difference between the
two would be the loop gain at a given frequency. Eventually, Z(s) rolls off to equal the denominator of
Equation 10, at which point the loop gain has reduced to 1 (and the curves have intersected). This point of
equality is where the amplifier closed-loop frequency response given by Equation 9 starts to roll off, and is
exactly analogous to the frequency at which the noise gain equals the open-loop voltage gain for a voltage-
feedback operational amplifier. The difference is that the total impedance in the denominator of Equation 10 may
be controlled separately from the desired signal gain (or NG).

The OPA695 is internally compensated to give a maximally flat frequency response for RF = 402  at NG = 8 on
5-V supplies. Evaluating the denominator of Equation 7 (the feedback transimpedance) gives an optimal target

of 663 . As the signal gain changes, the contribution of the NG RI term in the feedback transimpedance
changes, but the total can be held constant by adjusting RF. Equation 11 gives an approximate equation for
optimum RF over signal gain:

RF = 663   NG RI                                                                                                             (11)

As the desired signal gain increases, this equation will eventually predict a negative RF. A subjective limit to this
adjustment can be set by holding RG to a minimum value of 10 . Lower values will load both the buffer stage at
the input and the output stage if RF gets too low, decreasing the bandwidth. Figure 62 shows the recommended
RF versus NG for both 5 V and a single +5-V operation. The optimum target feedback impedance for +5-V
operation used in Equation 8 is 663 , while the typical buffer output impedance is 32 . The values for RF
versus gain shown are approximately equal to the values used to generate the typical characteristic curves. In

some cases, the values used differ slightly from that shown here, in that the values used in the typical

characteristics are also correcting for board parasitics not considered in the simplified analysis leading to

Equation 11. The values shown in Figure 62 give a good starting point for designs where bandwidth optimization

is desired and a flat frequency response is needed.

                                                 600

                           Feedback Resistor ()  500

                                                                                       VS = 5V
                                                 400

                                                 300   VS = +5V

                                                 200

                                                 100

                                     0
                                        0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
                                                                      Noise Gain (V/V)

              Figure 62. Recommended Feedback Resistor vs Noise Gain

The total impedance presented to the inverting input can adjust the closed-loop signal bandwidth. Inserting a
series resistor between the inverting input and the summing junction increases the feedback impedance
(denominator of Equation 10), decreasing the bandwidth. The internal buffer output impedance for the OPA695 is
slightly influenced by the source impedance looking out of the noninverting input terminal. High source resistors
increase RI, decreasing the bandwidth. For those single-supply applications which develop a midpoint bias at the
non-inverting input through high-valued resistors, the decoupling capacitor is essential for power-supply ripple
rejection, non-inverting input noise current shunting, and minimizing the high-frequency value for RI in Figure 61.

Inverting feedback optimization is complicated by the impedance matching requirement at the input, as shown in
Figure 49. The resistor values shown in Table 3 must be used in this case.

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9.1.5.2 Output Current and Voltage

The OPA695 provides output voltage and current capabilities consistent with driving doubly-terminated 50-
lines. For a 100- load at a gain of +8 (see Figure 48), the total load is the parallel combination of the 100-
load and the 456- total feedback network impedance. This 82- load requires no more than 45-mA output
current to support the 3.7-V minimum output voltage swing specified for 100- loads. This is well below the
minimum 90-mA specifications.

The specifications described above, though familiar in the industry, consider voltage and current limits
separately. In many applications, it is the voltage current, or V-I, product which is more relevant to circuit
operation. Refer to Figure 21. The X and Y axes of this graph show the zero-voltage output current limit and the
zero-current output voltage limit, respectively. The four quadrants provide a more detailed view of the OPA695
output drive capabilities. Superimposing resistor load lines onto the plot shows the available output voltage and
current for specific loads.

The minimum specified output voltage and current overtemperature are set by worst-case simulations at the cold
temperature extreme. Only at cold startup does the output current and voltage decrease to the numbers shown in
the specification tables. As the output transistors deliver power, the junction temperatures increase, decreasing
the VBEs (increasing the available output voltage swing) and increasing the current gains (increasing the
available output current). In steady-state operation, the available output voltage and current are always be
greater than that shown in the over-temperature specifications, because the output stage junction temperatures
are higher than the minimum specified operating ambient.

To maintain maximum output-stage linearity, no output short-circuit protection is provided. This is not normally a
problem, as most applications include a series-matching resistor at the output that limits the internal power
dissipation if the output side of this resistor is shorted to ground. However, shorting the output pin directly to the
adjacent positive power supply pin will, in most cases, destroy the amplifier. If additional short-circuit protection is
required, consider a small series resistor in the power-supply leads. Under heavy output loads, this reduces the
available output voltage swing. A 5- series resistor in each power-supply lead limits the internal power
dissipation to less than 1W for an output short circuit, while decreasing the available output voltage swing only
0.25 V for up to 50-mA desired load currents. Always place the 0.1-F power supply decoupling capacitors
directly on the supply pins after these supply current-limiting resistors.

9.1.5.3 Driving Capacitive Loads

One of the most demanding, and yet very common, load conditions for an operational amplifier is capacitive
loading. Often, the capacitive load is the input of an A/D converter,including additional external capacitance
which may be recommended to improve A/D linearity. A high-speed, high open-loop gain amplifier like the
OPA695 can be susceptible to decreased stability and closed-loop response peaking when a capacitive load is
placed directly on the output pin. When the open-loop output resistance of the amplifier is considered, this
capacitive load introduces an additional pole in the signal path that can decrease the phase margin. Several
external solutions to this problem have been suggested. When the primary considerations are frequency
response flatness, pulse response fidelity, and distortion, the simplest and most effective solution is to isolate the
capacitive load from the feedback loop by inserting a series isolation resistor between the amplifier output and
the capacitive load. This does not eliminate the pole from the loop response, but shifts it and adds a zero at a
higher frequency. The additional zero acts to cancel the phase lag from the capacitive load pole, thus increasing
the phase margin and improving stability.

The typical characteristics show the recommended RS versus capacitive load and the resulting frequency
response at the load. Parasitic capacitive loads greater than 2 pF can begin to degrade the performance of the
OPA695. Long PCB traces, unmatched cables, and connections to multiple devices can exceed this value.
Always consider this effect carefully and add the recommended series resistor as close as possible to the
OPA695 output pin (see Layout Guidelines).

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9.1.5.4 Distortion Performance

The OPA695 provides good distortion performance into a 100- load on 5-V supplies. Compared to other
solutions, the OPA695 holds lower distortion at higher frequencies (> 20 MHz). Generally, until the fundamental
signal reaches very high frequency or power levels, the 2nd-harmonic dominates the distortion with a negligible
3rd-harmonic component. Focusing on the 2nd-harmonic, increasing the load impedance directly improves
distortion: the total load includes the feedback network. In the non-inverting configuration (see Figure 48), this is
the sum of RF + RG, while in the inverting configuration, it is only RF. Also, providing an additional supply
decoupling capacitor (0.01 F) between the supply pins (for bipolar operation) improves the 2nd-order distortion
slightly (3 dB to 6 dB).

In most operational amplifiers, increasing the output voltage swing directly increases harmonic distortion. The
typical performance curves show the 2nd-harmonic increasing at a little less than the expected 2x rate, while the
3rd-harmonic increases at a little less than the expected 3x rate. Where the test power doubles, the difference
between it and the 2nd harmonic decreases less than the expected 6 dB, while the difference between it and the
3rd decreases by less than the expected 12 dB.

The OPA695 has extremely low 3rd-order harmonic distortion. This also gives a high 2-tone, 3rd-order
intermodulation intercept, as shown in the typical characteristic curves. This intercept curve is defined at the 50-
load when driven through a 50- matching resistor to allow direct comparisons to RF MMIC devices, and is
shown for both gains of 8. There is a slight improvement in intercept by operating the OPA695 in the inverting
mode. The output matching resistor attenuates the voltage swing from the output pin to the load by 6 dB. If the
OPA695 drives directly into the input of a high impedance device, such as an ADC, this 6-dB attenuation is not
taken. Under these conditions, the intercept increases by a minimum 6 dBm.

The intercept predicts the intermodulation products for two closely-spaced frequencies. If the two test
frequencies, F1 and F2, are specified in terms of average and delta frequency, FO = (F1 + F2)/2 and F = |F2 F1|
/2, the two 3rd-order, close-in spurious tones will appear at FO 3 F. The difference between two equal test-
tone power levels and these intermodulation spurious power levels is given by dBc = 2 (OP3 PO), where
OP3 is the intercept taken from the typical characteristic curve and PO is the power level in dBm at the 50- load
for one of the two closely-spaced test frequencies. For example, at 50 MHz, gain of 8, the OPA695 has an
intercept of 42 dBm at a matched 50- load. If the full envelope of the two frequencies must be 2 VPP, this
requires each tone to be 4 dBm. The 3rd-order intermodulation spurious tones are then 2 (42 4) = 76 dBc
below the test-tone power level (72 dBm). If this same 2-VPP 2-tone envelope were delivered directly into the
input of an ADC without the matching loss or the loading of the 50- network, the intercept would increase to at
least 48 dBm. With the same signal and gain conditions, but now driving directly into a light load, the 3rd-order
spurious tones are then at least 2 (48 4) = 88 dBc below the 4-dBm test-tone power levels centered on 50
MHz. Tests have shown that, in reality, the 3rd-order spurious levels are much lower due to the lighter loading
presented by most ADCs.

9.1.5.5 Noise Performance

The OPA695 offers an excellent balance between voltage and current noise terms to achieve low output noise.
The inverting current noise (22 pA/Hz) is lower than most other current-feedback operational amplifiers, while
the input voltage noise (1.8 nV/Hz) is lower than any unity-gain stable, wideband, voltage-feedback operational
amplifier. This low-input voltage noise was achieved at the price of a higher noninverting input current noise (18
pA/Hz). As long as the AC source impedance looking out of the noninverting node is less than 50 , this current
noise does not contribute significantly to the total output noise. The operational amplifier input voltage noise and
the two input current noise terms combine to give low output noise under a wide variety of operating conditions.
Figure 63 shows the operational amplifier noise analysis model with all the noise terms included. In this model,
all noise terms are taken to be noise voltage or current density terms in either nV/Hz or pA/Hz.

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                                                       ENI

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                           RS                     IBN

                           ERS                                          RF
                                       4kTRS
                                                                IBI         4kTRF
                                         4kT
                                         RG                 RG

                                                                            4kT = 1.6E 20J

                                                                            at 290K

           Figure 63. Operational Amplifier Noise Figure Analysis Model

The total output spot-noise voltage can be computed as the square root of the sum of all squared output noise
voltage contributors. Equation 12 shows the general form for the output noise voltage using the terms shown in
Figure 59.

    ( ) ( ) ( ) EO = ENI2 + IBNRS 2 + 4kTRS GN2 + IBIRF 2 + 4kTRFGN
                                                                                                                                                                    (12)

Dividing this expression by the noise gain (NG = (1 + RF/RG)) gives the equivalent input referred spot-noise
voltage at the noninverting input, as shown in Equation 13:

     ( ) ( ) EN =                             2 + 4kTRF
           ENI2 + IBNRS 2 + 4kTRS +  IBIRF           NG                                          (13)
                                      NG

Evaluating these two equations for the OPA695 circuit and component values shown in Figure 48 gives a total
output spot-noise voltage of 18.7 nV/Hz and a total equivalent input spot-noise voltage of 2.3 nV/Hz. This total
input referred spot-noise voltage is higher than the 1.8-nV/Hz specification for the operational amplifier voltage
noise alone. This reflects the noise added to the output by the inverting current noise times the feedback resistor.
If the feedback resistor is reduced in high-gain configurations (as suggested previously), the total input referred
voltage noise given by Equation 13 just approaches the 1.8 nV/Hz of the operational amplifier itself. For
example, going to a gain of +20 (using RF = 200 ) gives a total input referred noise of 2.0 nV/Hz.

For a more complete discussion of operational amplifier noise calculation, see TI Application Note, SBOA066,
Noise Analysis for High Speed Op Amps, available through www.ti.com.

9.1.5.6 DC Accuracy and Offset Control

A current-feedback operational amplifier such as the OPA695 provides exceptional bandwidth in high gains,
giving fast pulse settling but only moderate DC accuracy. The typical specifications show an input offset voltage
comparable to high-speed voltage-feedback amplifiers; however, the two input bias currents are somewhat
higher and are unmatched. Although bias current cancellation techniques are effective with most voltage-
feedback operational amplifiers, they do not generally reduce the output DC offset for wideband current-feedback
operational amplifiers. Because the two input bias currents are unrelated in both magnitude and polarity,
matching the source impedance looking out of each input to reduce their error contribution to the output is
ineffective. Evaluating the configuration of Figure 48, using a worst-case +25C input offset voltage and the two
input bias currents, gives a worst-case output offset range equal to:

    (NG VOS) + (IBN RS/2 NG) (IBI RF)

    where

          NG = noninverting signal gain                                                        (14)

= (8 3.0 mV) (30 A 25   8) (402   60 A)

= 24 mV 1.6 mV 24 mV

= 54 mV

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A fine-scale output offset null, or DC operating point adjustment, is often required. Numerous techniques are
available for introducing DC offset control into an operational amplifier circuit. Most simple adjustment techniques
do not correct for temperature drift.

9.1.5.7 Power Shutdown Operation

The OPA695 provides an optional power shutdown feature that can be used to reduce system power. If the VDIS
control pin is left unconnected, the OPA695 operates normally. This shutdown is intended only as a power-
saving feature. Forward path isolation is effective for small signals. Large signal isolation is not ensured. Using
this feature to multiplex two or more outputs together is not recommended. Large signals applied to the shutdown
output stages can turn on parasitic devices, degrading signal linearity for the desired channel.

Turn-on time is quick from the shutdown condition, typically < 60 ns. Turn-off time is strongly dependent on the
external circuit configuration, but is typically 200 ns for the circuit of Figure 48.

To shut down, the control pin must be asserted low. This logic control is referenced to the positive supply, as
shown in the simplified circuit of Figure 64.

                                                                                                                +VS

                                                       8k
                                                                         Q1

                                                                                     120k

                                                       17k

                          VDIS                              IS               VS

                                                            Control

            Figure 64. Operational Amplifier Noise Figure Analysis Model

In normal operation, base current to Q1 is provided through the 120-k resistor, while the emitter current through
the 8-k resistor sets up a voltage drop that is inadequate to turn on the two diodes in the Q1 emitter. As VDIS is
pulled low, additional current is pulled through the 8-k resistor, eventually turning on these two diodes ( 180
A). At this point, any further current pulled out of VDIS goes through those diodes holding the emitter-base
voltage of Q1 at approximately 0 V. This shuts off the collector current out of Q1, turning the amplifier off. The
supply current in the shutdown mode is only that required to operate the circuit of Figure 64.

When disabled, the output and input nodes go to a high impedance state. If the OPA695 is operating in a gain of
+1, this will show a very high impedance (3 pF || 1 M) at the output and exceptional signal isolation. If operating
at a gain greater than +1, the total feedback network resistance (RF + RG) appears as the impedance looking
back into the output, but the circuit will still show very high forward and reverse isolation. If configured as an
inverting amplifier, the input and output are connected through the feedback network resistance (RF + RG), giving
relatively poor input to output isolation.

9.1.5.8 Thermal Analysis

The OPA695 does not require external heatsinking for most applications. Maximum desired junction temperature
sets the maximum allowed internal power dissipation as described below. In no case should the maximum
junction temperature be allowed to exceed 150C.

Operating junction temperature (TJ) is given by TA + PD JA. The total internal power dissipation (PD) is the sum
of quiescent power (PDQ) and additional power dissipated in the output stage (PDL) to deliver load power.
Quiescent power is simply the specified no-load supply current times the total supply voltage across the part. PDL
depends on the required output signal and load. However, for a grounded resistive load, PDL would be at a
maximum when the output is fixed at a voltage equal to one-half of either supply voltage (for equal bipolar
supplies). Under this condition, PDL = VS 2/(4 RL), where RL includes feedback network loading.

Note that it is the power in the output stage and not into the load that determines internal power dissipation.

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As an absolute worst-case example, compute the maximum TJ using an OPA695IDBV (SOT23-6 package) in the
circuit of Figure 48 operating at the maximum specified ambient temperature of +85C and driving a grounded

100- load.

    PD = 10 V 14.1 mA + 52/(4 (100  || 458 )) = 217 mW                                          (15)

    Maximum TJ = +85C + (0.22 W 150C/W) = 118C                                                 (16)

This maximum operating junction temperature is well below most system level targets. Most applications are
lower as an absolute worst-case output stage power was assumed in this calculation.

9.2 Typical Application

                                                      +12V

                                                  5k

                         1000pF    0.1F 5k OPA695          50 Matching                         PO
                                                                      Network                   50

                          50                          400                               SAW
                         Source 1000pF 50                                               Filter

                         PI                                    PO = 12dB (SAW Loss)
                                                               PI

                                   Figure 65. IF Amplifier Driving SAW Filter

9.2.1 Design Requirements

9.2.1.1 Saw Filter Buffer

One common requirement in an IF strip is to buffer the output of a mixer with enough gain to recover the
insertion loss of a narrowband SAW filter. Figure 65 shows one possible configuration driving a SAW filter.
Figure 53 shows the intercept at the 50- load. Operating in the inverting mode at a voltage gain of 8 V/V, this
circuit provides a 50- input match using the gain set resistor, has the feedback optimized for maximum
bandwidth (700 MHz in this case), and drives through a 50- output resistor into the matching network at the
input of the SAW filter. If the SAW filter gives a 12-dB insertion loss, a net gain of 0 dB to the 50- load at the
output of the SAW (which could be the input impedance of the next IF amplifier or mixer) is delivered in the
passband of the SAW filter. Using the OPA695 in this application isolates the first mixer from the impedance of
the SAW filter and provides very low two-tone, 3rd-order spurious levels in the SAW filter bandwidth. Inverting
operation gives the broadest bandwidth up to a gain of 12 V/V (15.6 dB). Noninverting operation gives higher
bandwidth at gain settings higher than this, but will also give a slight reduction in intercept and noise figure
performance.

9.2.2 Detailed Design Procedure

The design procedure begins with calculating the required signal gain and signal swing. Once the gain and swing
requirements are determined the appropriate amplifier is selected along with the required supply voltage. Due to
the input impedance of 50  the gain and the input impedance require a feedback resistor value of 400 .

In this application the supply voltage is 12 V single ended. In order to provide the proper DC operating point it is
necessary to apply a mid supply voltage to the non inverting input. This is accomplished by using a resistive
voltage divider composed of two 1% precision 5-k resistors along with two ceramic bypass capacitors. These
components provide an accurate and low AC impedance reference voltage for the non inverting input. The
inverting input requires only an AC coupling capacitor to isolate the 6 V operating voltage from the signal source.
In this example a ceramic 1000-pF capacitor is used.

The circuit shown in Figure 65 shows an output resistor value of 50 . This resistor will need to be adjusted to
accommodate the SAW input impedance. Additional L/C components may be required as well, consult the SAW
manufacturer's design guidelines for more details.

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Typical Application (continued)                                                                      SBOS293H DECEMBER 2003 REVISED DECEMBER 2015
9.2.3 Application Curve

                                                                   50

Output Intercept (dBm)  40

                        30

                        20

                        10                                             50  100  150                  200  250
                             0

                                                                           Center Frequency (MHz)

Figure 66. 2-Tone, 3rd-Order Intermodulation Intercept

10 Power Supply Recommendations

High-speed amplifiers require low inductance power supply traces and low ESR bypass capacitors. When
possible both power and ground planes must be used in the printed circuit board design and the power plane
must be adjacent to the ground plane in the board stack-up. The power supply voltage must be centered on the
desired amplifier output voltage, so for ground referenced output signals, split supplies are required. The power
supply voltage must be from 5 V to 12 V.

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11 Layout

11.1 Layout Guidelines

Achieving optimum performance with a high-frequency amplifier like the OPA695 requires careful attention to
board layout parasitics and external component types. Recommendations that will optimize performance include:

Minimize parasitic capacitance to any AC ground for all of the signal I/O pins. Parasitic capacitance on
    the output and inverting input pins can cause instability; on the non-inverting input, it can react with the
    source impedance to cause unintentional bandlimiting. To reduce unwanted capacitance, a window around
    the signal I/O pins must be opened in all of the ground and power planes around those pins. Otherwise,
    ground and power planes must be unbroken elsewhere on the board.

Minimize the distance (< 0.25") from the power supply pins to high frequency 0.1-F decoupling
    capacitors. At the device pins, the ground and power plane layout must not be in close proximity to the
    signal I/O pins. Avoid narrow power and ground traces to minimize inductance between the pins and the
    decoupling capacitors. The power-supply connections must always be decoupled with these capacitors. An
    optional supply-decoupling capacitor across the two power supplies (for bipolar operation) improves 2nd-
    harmonic distortion performance. Larger (2.2 F to 6.8 F) decoupling capacitors, effective at a lower
    frequency, must also be used on the main supply pins. These may be placed somewhat farther from the
    device, and may be shared among several devices in the same area of the PCB.

Careful selection and placement of external components will preserve the high frequency
    performance of the OPA695. Resistors must be a low reactance type. Surface-mount resistors work best
    and allow a tighter overall layout. Metal-film and carbon composition, axially-leaded resistors can also provide
    good high frequency performance. Keep their leads and PCB trace length as short as possible. Never use
    wirewound-type resistors in a high frequency application. Because the output pin and inverting input pin are
    the most sensitive to parasitic capacitance, always position the feedback and series output resistor, if any, as
    close as possible to the output pin. Other network components, such as noninverting input termination
    resistors, must also be placed close to the package. Where double-side component mounting is allowed,
    place the feedback resistor directly under the package on the other side of the board between the output and
    inverting input pins. The frequency response is primarily determined by the feedback resistor value.
    Increasing its value reduces the bandwidth, while decreasing it gives a more peaked frequency response.
    The 402- feedback resistor (used in the typical performance specifications at a gain of +8 on 5-V supplies)
    is a good starting point for design. Note that a 523- feedback resistor, rather than a direct short, is required
    for the unity gain follower application. A current-feedback operational amplifier requires a feedback resistor,
    even in the unity gain follower configuration, to control stability.

Connections to other wideband devices on the board may be made with short direct traces or through
    onboard transmission lines. For short connections, consider the trace and the input to the next device as a
    lumped capacitive load. Relatively wide traces (50 mils to 100 mils) must be used, preferably with ground and
    power planes opened up around them. Estimate the total capacitive load and set RS from the plot of
    Figure 40. Low parasitic capacitive loads (< 5 pF) may not need an RS as the OPA695 is nominally
    compensated to operate with a 2-pF parasitic load. If a long trace is required, and the 6-dB signal loss
    intrinsic to a doubly-terminated transmission line is acceptable, implement a matched impedance transmission
    line using microstrip or stripline techniques (consult an ECL design handbook for microstrip and stripline
    layout techniques). A 50- environment is usually not necessary on board. In fact, a higher impedance
    environment improves distortion, as shown in the distortion versus load plots. With a characteristic board
    trace impedance defined (based on board material and trace dimensions), use a matching series resistor into
    the trace from the output of the OPA695. Also use terminating shunt resistor at the input of the destination
    device. Remember that the terminating impedance will be the parallel combination of the shunt resistor and
    the input impedance of the destination device; this total effective impedance must be set to match the trace
    impedance. The high output voltage and current capability of the OPA695 allows multiple destination devices
    to be handled as separate transmission lines, each with their own series and shunt terminations. If the 6-dB
    attenuation of a doubly-terminated transmission line is unacceptable, a long trace can be series-terminated at
    the source end only. Treat the trace as a capacitive load in this case, and set the series resistor value as
    shown in the plot of Figure 40. This will not preserve signal integrity as well as a doubly-terminated line. If the
    input impedance of the destination device is low, there will be some signal attenuation due to the voltage
    divider formed by the series output into the terminating impedance.

Socketing a high-speed part like the OPA695 is not recommended. The additional lead length and pin-to-
    pin capacitance introduced by the socket can create a troublesome parasitic network, which can make it
    almost impossible to achieve a smooth, stable frequency response. Best results are obtained by soldering the
    OPA695 directly onto the board.

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Layout Guidelines (continued)

11.1.1 Input and ESD Protection

The OPA695 is built using a very high-speed, complementary bipolar process. The internal junction breakdown
voltages are relatively low for these small geometry devices. These breakdowns are reflected in the Absolute
Maximum Ratings where an absolute maximum 6.5-V supply is reported. All device pins have limited ESD
protection using internal diodes to the power supplies, as shown in Figure 67.

These diodes also provide moderate protection to input overdrive voltages above the supplies. The protection
diodes can typically support 30-mA continuous current. Where higher currents are possible (for example, in
systems with 15-V supply parts driving into the OPA695), current-limiting series resistors must be added into
the two inputs. Keep these resistor values as low as possible as high values degrade both noise performance
and frequency response.

                                                                                                          +VCC

            External                                                                 Internal
                  Pin                                                                Circuitry

                                             V CC

            Figure 67. Internal ESD Protection

11.2 Layout Example

As detailed in Layout Guidelines and illustrated in Figure 68, the input termination resistor, output resistor and
bypass capacitors must be placed close to the amplifier. Power and ground planes are placed under the
amplifier, but must be removed under the input and output pins as shown in Figure 68.

                                                       Figure 68. SBOS293 Layout

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12 Device and Documentation Support

12.1 Device Support

12.1.1 Design-In Tools

12.1.1.1 Demonstration Fixtures

Two printed circuit boards (PCBs) are available to assist in the initial evaluation of circuit performance using the
OPA695 in its two package options. Both of these are offered free of charge as unpopulated PCBs, delivered
with a user's guide. The summary information for these fixtures is shown in Table 4.

                                   Table 4. Demonstration Boards

     PRODUCT                       PACKAGE        ORDERING NUMBER             USER'S GUIDE
                                                                         LITERATURE NUMBER
      OPA695ID                     VSSOP-8           DEM-OPA-SO-1B
    OPA691IDBV                      SOT23-6         DEM-OPA-SOT-1B                SBOU026

                                                                                  SBOU027

The demonstration fixtures can be requested at the Texas Instruments web site (www.ti.com) through the
OPA695 product folder.

12.2 Documentation Support

12.2.1 Related Documentation

For related documentation, see the following:
Absolute Maximum Ratings for Soldering, SNOA549
Current Feedback Op Amp Applications Circuit Guide, Application Note OA--07, SNOA365
Frequent Faux Pas in Applying Wideband Current Feedback Amplifiers, Application Note OA-15, SNOA367
Noise Analysis for Comlinear Amplifiers, Application Note OA-12, SNOA375
Semiconductor and IC Package Thermal Metrics, SPRA953

12.3 Community Resources

The following links connect to TI community resources. Linked contents are provided "AS IS" by the respective
contributors. They do not constitute TI specifications and do not necessarily reflect TI's views; see TI's Terms of
Use.

TI E2ETM Online Community TI's Engineer-to-Engineer (E2E) Community. Created to foster collaboration
                  among engineers. At e2e.ti.com, you can ask questions, share knowledge, explore ideas and help
                  solve problems with fellow engineers.

Design Support TI's Design Support Quickly find helpful E2E forums along with design support tools and
                  contact information for technical support.

12.4 Trademarks
E2E is a trademark of Texas Instruments.
All other trademarks are the property of their respective owners.

12.5 Electrostatic Discharge Caution

             These devices have limited built-in ESD protection. The leads should be shorted together or the device placed in conductive foam
             during storage or handling to prevent electrostatic damage to the MOS gates.

12.6 Glossary

SLYZ022 -- TI Glossary.
     This glossary lists and explains terms, acronyms, and definitions.

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13 Mechanical, Packaging, and Orderable Information

The following pages include mechanical, packaging, and orderable information. This information is the most
current data available for the designated devices. This data is subject to change without notice and revision of
this document. For browser-based versions of this data sheet, refer to the left-hand navigation.

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TI has specifically designated certain components as meeting ISO/TS16949 requirements, mainly for automotive use. In any case of use of
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Audio
Amplifiers                    www.ti.com/audio        Automotive and Transportation  www.ti.com/automotive
Data Converters                                                                      www.ti.com/communications
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Clocks and Timers             dataconverter.ti.com    Computers and Peripherals      www.ti.com/energy
Interface                                                                            www.ti.com/industrial
Logic                         www.dlp.com             Consumer Electronics           www.ti.com/medical
Power Mgmt                                                                           www.ti.com/security
Microcontrollers              dsp.ti.com              Energy and Lighting            www.ti.com/space-avionics-defense
RFID                                                                                 www.ti.com/video
OMAP Applications Processors  www.ti.com/clocks       Industrial
Wireless Connectivity                                                                e2e.ti.com
                              interface.ti.com        Medical

                              logic.ti.com            Security

                              power.ti.com            Space, Avionics and Defense

                              microcontroller.ti.com  Video and Imaging

                              www.ti-rfid.com

                              www.ti.com/omap         TI E2E Community

                              www.ti.com/wirelessconnectivity

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