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NCP1015

器件型号:NCP1015
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厂商名称:ONSEMI [ON Semiconductor]
厂商官网:http://www.onsemi.com
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NCP1015器件文档内容

NCP1015

Self-Supplied Monolithic
Switcher for Low Standby-
Power Offline SMPS

  The NCP1015 integrates a fixed-frequency current-mode                                   http://onsemi.com
controller and a 700 V voltage MOSFET. Housed in a PDIP-7 or
SOT-223 package, the NCP1015 offers everything needed to build a                                                MARKING
rugged and low-cost power supply, including soft-start, frequency                                              DIAGRAMS
jittering, short-circuit protection, skip-cycle, a maximum peak
current set-point and a Dynamic Self-Supply (no need for an auxiliary       8                PDIP-7                 P1015APyy
winding).                                                                           1     CASE 626A                     AWL
                                                                                          AP SUFFIX
  Unlike other monolithic solutions, the NCP1015 is quiet by nature:                                                 YYWWG
during nominal load operation, the part switches at one of the available
frequencies (65-100 kHz). When the current set-point falls below a                                        1
given value, e.g. the output power demand diminishes, the IC
automatically enters the so-called skip cycle mode and provides                                                     4
excellent efficiency at light loads. Because this occurs at typically 0.25
of the maximum peak value, no acoustic noise takes place. As a result,                 4  SOT-223                       AYW
standby power is reduced to the minimum without acoustic noise
generation.                                                                               CASE 318E                    1015yG
                                                                                                                           G
  Short-circuit detection takes place when the feedback signal fades        1             ST SUFFIX
away e.g. un-true short-circuit or is broken optocoupler cases. Finally
soft-start and frequency jittering further ease the designer task to                                         1
quickly develop low-cost and robust offline power supplies.
                                                                               yy         = 06 (65 kHz), 10 (100 kHz)
  For improved standby performance, the connection of an auxiliary             y          = A (65 kHz), B (100 kHz)
winding stops the DSS operation and helps to consume less than                 A          = Assembly Location
100mW at high line.                                                            WL         = Wafer Lot
                                                                               YY         = Year
Features                                                                       WW         = Work Week
                                                                               G or G     = Pb-Free Package
Built-in 700V MOSFET with typical RDS(on) of 11 W
Large Creepage Distance between High-voltage Pins                             (Note: Microdot may be in either location)
Current-mode Fixed Frequency Operation: 65 kHz - 100 kHz
Skip-cycle Operation at Low Peak Currents Only: No Acoustic Noise!                       PIN CONNECTIONS
Dynamic Self-Supply, No Need for an Auxiliary Winding
Internal 1 ms Soft-start                                                                        PDIP-7
Auto-recovery Internal Output Short-circuit Protection
Frequency Jittering for Better EMI Signature                                             VCC 1                     8 GND
Below 100mW Standby Power if Auxiliary Winding is Used                                    NC 2                     7 GND
Internal Temperature Shutdown
Direct Optocoupler Connection                                                         GND 3
SPICE Models Available for TRANsient and AC Analysis
This is a Pb-Free Device                                                                 FB 4                      5 DRAIN

                                                                                                 (Top View)

                                                                                                 SOT-223

                                                                                       VCC 1

                                                                                          FB 2                      4 GND

Typical Applications                                                                   DRAIN 3
                                                                                                        (Top View)
Low Power ac-dc Adapters for Chargers
Auxiliary Power Supplies (USB, Appliances, TVs, etc.)

                                                                                       ORDERING INFORMATION

                                                                            See detailed ordering and shipping information in the package
                                                                            dimensions section on page 20 of this data sheet.

Semiconductor Components Industries, LLC, 2007        1                                        Publication Order Number:

October, 2007 - Rev. 1                                                                                                 NCP1015/D
                                                    NCP1015

Indicative Maximum Output Power from NCP1015

                RDS(on) - Ip                                       230 Vac                                100 - 250 Vac
                                                                                                               6.0 W
             11 W - 450 mA DSS                                     14 W                                        8.0 W

             11 W - 450 mA Auxiliary Winding                       19 W                                                         Vout
                                                                                                                  +
1. Informative values only, with: Tamb = 50C, circuit mounted on minimum copper area as recommended.

100-250 Vac                      +
                                                 +
                                                                1           8

                                                                2           7

                                                                3

                                                                4           5

                                                                                                                         GND

                                 Figure 1. Typical Application Example

PIN FUNCTION DESCRIPTION

   Pin No.

SOT-223      PDIP-7  Pin Name                Function                                            Description
     1           1       VCC     Powers the Internal Circuitry
                                                                   This pin is connected to an external capacitor of typically
                                                                   10 mF. The natural ripple superimposed on the VCC
                                                                   participates to the frequency jittering. For improved
                                                                   standby performance, an auxiliary VCC can be connected
                                                                   to Pin 1. The VCC also includes an active shunt which
                                                                   serves as an opto fail-safe protection.

-            2            NC                        -                                                  -

-            3            GND                 The IC Ground                                            -

2            4            FB                  Feedback Signal Input By connecting an optocoupler to this pin, the peak current

                                                                   setpoint is adjusted accordingly to the output power

                                                                   demand.

3            5       DRAIN                    Drain Connection     The internal drain MOSFET connection.

-            -                -                     -                                                  -

-            7            GND                 The IC Ground                                            -

4            8            GND                 The IC Ground                                            -

                                              http://onsemi.com
                                                           2
                                                             NCP1015

                         VCC  Startup Source

VCC 1                                         Drain                                                                                   8 GND

                                  UVLO        High when VCC t 3 V                                                             Rsense
                              Management
                                                                                                                   250 ns
                                                                                                                   L.E.B.

NC 2                                                    65 kHz                Reset                                                   7 GND
              4V                                        100 kHz   Set Flip-Flop Q
                              EMI Jittering                                                 Driver
                   18 k                                  Clock            Dmax = 65%          VCC

                                                                              Reset

GND 3                    Error flag armed?                              -+
  FB 4                                       Overload?                  +-

                                                             0.5 V

                                                                                                                +
                                                                                 Startup Sequence -
                                                                Soft-Start Overload

                                                                                                                   Drain              5
                                                                                                                                       DRAIN

                                        Figure 2. Simplified Internal Circuit Architecture

MAXIMUM RATINGS

Symbol                                                  Rating                                                     Value              Unit

        VCC              Power Supply voltage on all pins, except pin 5 (drain)                                    -0.3 to 10         V

        Vds              Drain voltage                                                                             -0.3 to 700        V

         Idspk           Drain peak current during transformer saturation                                                 1             A
        I_VCC                                                                                                            15            mA
                         Maximum current into pin 1                                                                                   C/W
         RqJL                                                                                                           9.0
         RqJA            Thermal Characteristics                                                                         77            C
                         P Suffix, Case 626A                                                                             60            C
         RqJL            Junction-to-Lead                                                                                14            kV
         RqJA            Junction-to-A,ir2.0 oz (70 mm) Printed Circuit Copper Clad                                      74
                         0.36 Sq. Inch (2.32 Sq. Cm)                                                                     55
        TJMAX            1.0 Sq. Inch (6.45 Sq. Cm)                                                                     150
                         ST Suffix, Plastic Package Case 318E                                                      -60 to +150
                         Junction-to-Lead                                                                                 2
                         Junction-to-A,ir2.0 oz (70 mm) Printed Circuit Copper Clad
                         0.36 Sq. Inch (2.32 Sq. Cm)
                         1.0 Sq. Inch (6.45 Sq. Cm)

                         Maximum Junction Temperature

                         Storage Temperature Range

                         ESD Capability, Human Body Model (HBM) (All pins except HV)

                         ESD Capability, Machine Model (MM)                                                        200                V

Stresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above the
Recommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affect
device reliability.

                                                        http://onsemi.com
                                                                     3
                                                            NCP1015

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (For typical values TJ = 25C, for min/max values TJ = 0C to +125C, VCC = 8 V unless
otherwise noted)

Symbol                                 Rating                                    Pin  Min  Typ   Max Unit

SUPPLY SECTION AND VCC MANAGEMENT

VCC(off) VCC increasing level at which the current source turns-off              1    7.9  8.5   9.1               V

VCC(on) VCC decreasing level at which the current source turns-on                1    6.9  7.5   8.1               V

VCCLATCH Decreasing level at which the Latch-off phase Ends                      1    4.4  4.7   5.1               V

DVCC      Hysteresis between VCC(off)                                            1    -    1.0   -

ICC1 Internal IC consumption, MOSFET switching at 65 kHz                         1    -    0.92  1.1               mA

ICC1 Internal IC consumption, MOSFET switching at 100 kHz                        1    -    0.95 1.15               mA

   Vclamp Active zener voltage positive offset to VCC(off)                       1    140  200   300               mV
POWER SWITCH CIRCUIT

RDS(on)   Power Switch Circuit on-state resistance (Id = 50 mA)                                                    W
          TJ = 25C
          TJ = 125C                                                             5    -    11    19

                                                                                 5    -    -     24

Vdsb      Power Switch Circuit & Startup breakdown voltage                       5    700  -     -                 V
          (IDS(off) = 100 mA, TJ = 25C)

IDS(off)  Power Switch & Startup breakdown voltage off-state leakage current          -          -                 mA
          TJ = 25C (Vds = 700 V)
          TJ = 125C (Vds = 700 V)                                               5         50

                                                                                 5    -    30    -

          Switching characteristics (RL = 50 W, Vds set for Ids = 0.7 x Idslim)                                    ns

ton       Turn-on time (90% - 10%)                                               5    -    20    -

toff      Turn-off time (10% - 90%)                                              5    -    10    -

INTERNAL START-UP CURRENT SOURCE

IC1       High-voltage current source, VCC = 8 V                                 1    5    8     10                mA

IC2       High-voltage current source, VCC = 0                                   1    -    10    -                 mA

CURRENT COMPARATOR TJ = 255C (Note 2)

Ipeak     Maximum internal current set-point                                     5    405  450   495               mA

ILskip    Default internal current set-point for skip cycle operation,           -    -    25    -                 %
          percentage Ipeakmax

tDEL      Propagation delay from current detection to drain OFF state            -    -    125   -                 ns

tLEB      Leading Edge Blanking Duration                                         -    -    250   -                 ns

INTERNAL OSCILLATOR

fOSC      Oscillation frequency, 65 kHz version, TJ = 25C (Note 2)                   59   65    71                kHz

fOSC      Oscillation frequency, 100 kHz version, TJ = 25C (Note 2)                  90   100   110               kHz

fdither   Frequency dithering compared to switching frequency (with active DSS)       -    3.3  -                 %

Dmax      Maximum Duty-cycle                                                          62   67    72                %

FEEDBACK SECTION

Rup       Internal pull-up resistor                                              4    -    18    -                 kW

tss       Internal soft-start (guaranteed by design)                             -    -    1.0   -                 ms

SKIP CYCLE GENERATION

Vskip     Default skip mode level on FB pin                                      4         0.5                     V

TEMPERATURE MANAGEMENT

TSD       Temperature shutdown                                                             150                     C

                    Hysteresis in shutdown                                                 50                      C
2. See characterization curves for temperature evolution

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                                                                       4
                                                                NCP1015

                                            TYPICAL CHARACTERISTICS

            -2.0                                                                  1.50
            -3.0                                                                  1.40
            -4.0
            -5.0                                                                  1.30
            -6.0
            -7.0                                                                  1.20
            -8.0
IC1 (mA)    -9.0                                                     ICC1 (mA)    1.10
           -10.0
                                                                                  1.00
                  -25
                                                                                  0.90
            0.40
            0.38                                                                  0.80
            0.36
            0.34                                                                  0.70
            0.32
            0.30                                                                  0.60
            0.28
            0.26                                                                  0.50
            0.24
            0.22       0  25  50  75        100 125                                     -25  0  25  50  75        100                  125
            0.20
                          TEMPERATURE (C)                                                      TEMPERATURE (C)
                 -25
                       Figure 3. IC1 @ VCC = 8.0 V, FB = 1.5 V                               Figure 4. ICC1 @ VCC = 8.0 V, FB = 1.5 V
                                      vs. Temperature                                                        vs. Temperature

                                                                                  9.00

                                                                                  8.90

                                                                                  8.80

ICC2 (mA)                                                            VCC-OFF (V)  8.70

                                                                                  8.60

                                                                                  8.50

                                                                                  8.40

                                                                                  8.30

                                                                                  8.20

                       0  25  50  75        100                 125                     -25  0  25  50  75        100                  125

                          TEMPERATURE (C)                                                      TEMPERATURE (C)

                       Figure 5. ICC2 @ VCC = 6.0 V, FB = Open                          Figure 6. VCC OFF, FB = 1.5 V vs. Temperature
                                        vs. Temperature

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                                                  NCP1015

                                          TYPICAL CHARACTERISTICS

8.00                                                                                                         68

7.90
                                                                                              68

7.80

7.70
VCC-ON ( V)                                                                                                  67
                                                                                             DUTY CYCLE (%)
7.60

7.50                                                                                                         67

7.40
                                                                                              66

7.30

7.20                                                                                                         66

7.10

7.00                                                                                                         65

-25        0  25              50      75     100  125                                                            -25  0    25   50  75       100                125

              TEMPERATURE (C)                                                                                             TEMPERATURE (C)

      Figure 7. VCC ON, FB = 3.5 V vs. Temperature                                                                    Figure 8. Duty Cycle vs. Temperature

                              500

                              490

                              480

                              470

                  Ipeak (mA)  460

                              450

                              440

                              430

                              420

                              410

                              400

                              -25         0  25     50                                                           75   100  125

                                                           TEMPERATURE (C)

                                      Figure 9. Ipeak-RR, VCC = 8.0 V, FB = 3.5 V
                                                        vs. Temperature

150                                                                                                          20

130
                                                                                              15

110
                                        100 kHz
                                                                                              10

90
fOSC (kHz)
                                                                                               RDSon (W)

70                            65 kHz                                                                         5

50                                                                                                           0

      -25  0  25              50      75     100    125                                                          -25  0    25   50  75       100 125

              TEMPERATURE (C)                                                                                             TEMPERATURE (C)

           Figure 10. Frequency vs. Temperature                                                                       Figure 11. ON Resistance vs. Temperature

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            NCP1015

APPLICATION INFORMATION

Introduction                                                    averaged version to help you closing the loop.
  The NCP1015 offers a complete current-mode control            Ready-to-use templates can be downloaded in
                                                                OrCAD's PSpice, and INTUSOFT's IsSpice4 from ON
solution (actually an enhanced NCP1200 controller section)      Semiconductor web site, NCP1015 related section.
together with a high-voltage power MOSFET in a
monolithic structure. The component integrates everything    Dynamic Self-Supply
needed to build a rugged and low-cost Switch-Mode Power        When the power supply is first powered from the mains
Supply (SMPS) featuring low standby power. The quick
selection table details the differences in operating         outlet, the internal current source (typically 8mA) is biased
frequency.                                                   and charges up the VCC capacitor from the drain pin. Once
                                                             the voltage on this VCC capacitor reaches the VCC(off) level
No need for an auxiliary winding: ON Semiconductor         (typically 8.5 V), the current source turns off and pulses are
                                                             delivered by the output stage: the circuit is awake and
   Very High Voltage Integrated Circuit technology lets      activates the power MOSFET. Figure 12 details the internal
   you supply the IC directly from the high-voltage dc       circuitry:
   rail. We call it Dynamic Self-Supply (DSS). This
   solution simplifies the transformer design and ensures a  Vref OFF = 8.5 V             Drain
   better control of the SMPS in difficult output            Vref ON = 7.5 V
   conditions, e.g. constant current operations. However,    VrefLatch = 4.7 V
   for improved standby performance, an auxiliary
   winding can be connected to the VCC pin to disable the          +
   DSS operation.
                                                                   -                      Startup Source
Short-circuit protection: by permanently monitoring
                                                                   Internal Supply        VCC
   the feedback line activity, the IC is able to detect the
   presence short-circuit, immediately reducing the output   +                                 +
   power for a total system protection. Once the short has                                      CVCC
   disappeared, the controller resumes and goes back to      Vref               VCC(off)
   normal operation.
                                                                      +200 mV
Low standby-power: If SMPS naturally exhibit a good
                                                                      (8.7 V Typ.)
   efficiency at nominal load, they begin to be less
   efficient when the output power demand diminishes. By           Figure 12. The Current Source Regulates VCC
   skipping un-needed switching cycles, the NCP1015                                by Introducing a Ripple
   drastically reduces the power wasted during light load
   conditions. An auxiliary winding can further help           Being loaded by the circuit consumption, the voltage on
   decreasing the standby power to extremely low levels      the VCC capacitor goes down. When the DSS controller
   by invalidating the DSS operation. Typical                detects that VCC has reached 7.5 V (VCC(on)), it activates the
   measurements show results below 80 mW @ 230 Vac           internal current source to bring VCC toward 8.5 V and stops
   for a typical 7 W universal power supply.                 again: a cycle takes place whose low frequency depends on
                                                             the VCC capacitor and the IC consumption. A 1 V ripple
No acoustic noise while operating: Instead of skipping     takes place on the VCC pin whose average value equals
                                                             (VCC(off) + VCC(on)) / 2. Figure 13 shows a typical operation
   cycles at high peak currents, the NCP1015 waits until     of the DSS.
   the peak current demand falls below a fixed 0.25 of the
   maximum limit. As a result, cycle skipping can take
   place without having a singing transformer. You can
   thus select cheap magnetic components free of noise
   problems.

SPICE model: a dedicated model to run transient

   cycle-by-cycle simulations is available but also an

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             7
                                              NCP1015

                                        8.5V                     7.5V

      8.00

                         Vcc

      6.00

      4.00

                            Device
                            internally

      2.00

                            pulses

      0

                    Startup period

      Figure 13. The Charge/Discharge Cycle over a 10mF VCC Capacitor

  As one can see, the VCC capacitor shall be dimensioned to      the so-called latch-off level, where the current source
offer an adequate startup time, i.e. ensure regulation is        activates again to attempt a new re-start. If the error has
                                                                 gone, the IC automatically resumes its operation. If the
reached before VCC crosses 7.5 V (otherwise the part enters      default is still there, the IC pulses during 8.5 V down to 7.5V
the fault condition mode). If we know that DV = 1 V and          and enters a new latch-off phase. The resulting burst
ICC1 is 1.2 mA (for instance we selected a 11 W device           operation guarantees a low average power dissipation and
                                                                 lets the SMPS sustain a permanent short-circuit. Figure 14
switching at 65 kHz), then the VCC capacitor can be              presents the corresponding diagram:
calculated using:

C  w  ICC1 @ tstartup                         (eq. 1)
            DV
                                                                                            Current Sense
Let's suppose that the SMPS needs 10 ms to startup, then
                                                                                            Information
                                                                       4V
we will calculate C to offer a 15 ms period. As a result, C

should be greater than 18 mF thus the selection of a 33 mF /

16V capacitor is appropriate.                                    FB                                          +
                                                                               Division                      -
Short Circuit Protection                                                                                            To
  The internal protection circuitry involves a patented                              Max    VCC                 Latch
                                                                                        Ip           VCC(on)    Reset
arrangement that permanently monitors the assertion of an
internal error flag. This error flag is, in fact, a signal that                                      Flag
instructs the controller that the internal maximum peak                    Clamp
current limit is reached. This naturally occurs during the
startup period (Vout is not stabilized to the target value) or             Active?
when the optocoupler LED is no longer biased, e.g in a
short-circuit condition or when the feedback network is                 Figure 14. Simplified NCP1015 Short-Circuit
broken. When the DSS normally operates, the logic checks                                  Detection Circuitry
for the presence of the error flag every time VCC crosses
VCC(on). If the error flag is low (peak limit not active) then     The protection burst duty-cycle can easily be computed
the IC works normally. If the error signal is active, then the   through the various timing events as portrayed by Figure 15:
NCP1015 immediately stops the output pulses, reduces its
internal current consumption and does not allow the startup
source to activate: VCC drops toward ground until it reaches

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                                                           8
                                                Tsw  NCP1015
                                 Tstart
                                                                   1 V Ripple
                                                      TLatch

                                                                        Latch-off
                                                                          Level

                              Figure 15. NCP1015 Facing a Fault Condition (Vin = 150 Vdc)

  The rising slope from the latch-off level up to 8.5 V is       Figure 16 shows a typical drain-ground wave-shape
expressed by:                                                  where leakage effects have been removed:

                   PDSS + Vin @ ICC1                                 Vds(t)

                   tstart  +  DV1 @    C
                                 IC1
                                                                                       toff
The time during which the IC actually pulses is given by:                                            dt

                   tsw  +     DV2 @ C                                         Vr
                                ICC1                                    Vin

Finally, the latch-off time can be derived using the same

formula topology:

                   tlatch  +  DV3 @ C
                                ICC2
                                                                          ton
From these three definitions, the burst duty-cycle D can                                                                                 t

be computed:                                                                          Tsw
                                                               Figure 16. A Typical Drain-ground Waveshape
              D    +  tstart  )  tsw  )  tlatch      (eq. 2)   where Leakage Effects are Not Accounted for
                                 tsw

                              DV2
                D +                                  (eq. 3)     By looking at Figure 16 the average result can easily be
                   ICC1 @     DV2   )  DV1  )  DV3             derived by additive square area calculation:
                              ICC1     IC1     ICC2

Feeding the equation with values extracted from the                                                                       toff
                                                                                                                          tsw
parameter section gives a typical duty-cycle D of 13%,                  t      VDS(t)  u+  Vin  @  (1  *    D)  )  Vr  @         (eq. 5)

precluding any lethal thermal runaway while in a fault         By developing Equation 5 we obtain:

condition.                                                                                                  ton            toff
                                                                                                            tsw            tsw
DSS Internal Dissipation                                                t      VDS(t)  u+  Vin  *  Vin   @       )  Vr  @        (eq. 6)
  The Dynamic Self-Supplied pulls the energy out from the                                                                        (eq. 7)
                                                               toff can be expressed by:                                         (eq. 8)
drain pin. In the Flyback-based converters, this drain level
can easily go above 600 V peak and thus increase the stress                            toff  +  Ip  @  Lp
on the DSS startup source. However, the drain voltage                                                  Vr
evolves with time and its period is small compared to that of
the DSS. As a result, the averaged dissipation, excluding      ton can be evaluated by:
capacitive losses, can be derived by:
                                                                                       ton   +  Ip  @  Lp
                                                                                                       Vin

              PDSS + ICC1 @t VDS(t) u                (eq. 4)

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                                                                  9
                             NCP1015

Plugging Equation 7 and Equation 8 into Equation 6 leads                 Vnom  * Vclamp              Vstby  * VCC(on)
                                                                               Itrip                        ICC1
to = Vin and thus:                                                              v  Rlim  v                    (eq. 10)

PDSS + Vin @ ICC1            (eq. 9)                             Where:

  The worse case occurs at high line, when Vin equals            Vnom is the auxiliary voltage at nominal load
370Vdc. With ICC1 = 1.2 mA (65 kHz version), we can

expect a DSS dissipation around 440 mW. If you select a          Vstdby is the auxiliary voltage when standby is entered

higher switching frequency version, the ICC1 increases and       Itrip is the current corresponding to the nominal operation.
                                                                 It thus must be selected to avoid false tripping in overshoot
it is likely that the DSS consumption exceeds 500 mW. In         conditions.

that case, we recommend adding an auxiliary winding in

order to offer more dissipation room to the power MOSFET.        ICC1 is the controller consumption. This number slightly
                                                                 decreases compared to ICC1 from the spec since the part in
Please read application note AND8125/D "Evaluating the           standby does almost not switch.

power capability of the NCP101X members" to help

selecting the right part / configuration for your application.   VCC(on) is the level above which Vaux must be maintained
                                                                 to keep the DSS in the OFF mode. It is good to shoot around
Lowering the Standby Power with an Auxiliary                     8V in order to offer an adequate design margin, e.g. to not
Winding                                                          re-activate the startup source (which is not a problem in
                                                                 itself if low standby power does not matter)
  The DSS operation can bother the designer when a) its
dissipation is too high b) extremely low standby power is a        Since Rlimit shall not bother the controller in standby, e.g.
must. In both cases, one can connect an auxiliary winding to     keep Vaux to around 8 V (as selected above), we purposely
disable the self-supply. The current source then ensures the     select a Vnom well above this value. As explained before,
startup sequence only and stays in the off state as long as      experience shows that a 40% decrease can be seen on
VCC does not drop below VCC(on) or 7.5 V. Figure 17 shows        auxiliary windings from nominal operation down to standby
that the insertion of a resistor (Rlimit) between the auxiliary  mode. Let's select a nominal auxiliary winding of 20 V to
dc level and the VCC pin is mandatory a) not to damage the       offer sufficient margin regarding 8 V when in standby (Rlimit
internal 8.7V zener diode during an overshoot for instance       also drops voltage in standby). Plugging the values in
(absolute maximum current is 15 mA) b) to implement the          Equation 10 gives the limits within which Rlimit shall be
fail-safe optocoupler protection as offered by the active        selected:
clamp. Please note that there cannot be bad interaction
between the clamping voltage of the internal zener and                         20 * 8.7  v  Rlimit   v  12 * 8         (eq. 11)
VCC(off) since this clamping voltage is actually built on top                    6.3m                   1.1m
of VCC(off) with a fixed amount of offset (200 mV typical).
                                                                 that is to say: 1.8 kW < Rlimit < 3.6 kW.
  Self-supplying controllers in extremely low standby              If we are designing a power supply delivering 12 V, then
applications often puzzles the designer. Actually, if a SMPS
operated at nominal load can deliver an auxiliary voltage of     the ratio auxiliary/power must be: 12 / 20 = 0.6. The ICC
an arbitrary 16 V (Vnom), this voltage can drop to below         current has to not exceed 6.4 mA. This will occur when Vaux
10V (Vstby) when entering standby. This is because the           grows-up to: 8.7 V + 1.8 k x (6.4 m + 1.1 m) = 22.2 V for
recurrence of the switching pulses expands so much that the      the first boundary or 8.7 V + 3.6 k x (6.4 m +1.1 m) = 35.7V
low frequency re-fueling rate of the VCC capacitor is not        for second boundary. On the power output, it will
enough to keep a proper auxiliary voltage. Figure 18 shows       respectively give 22.6 x 0.6 = 13.3 V and 35.7 x 0.6 = 21.4V.
a typical scope shot of a SMPS entering deep standby             As one can see, tweaking the Rlimit value will allow the
(output un-loaded). So care must be taken when calculating       selection of a given overvoltage output level. Theoretically
Rlimit 1) to not excess the maximum pin current in normal        predicting the auxiliary drop from nominal to standby is an
operation but 2) not to drop too much voltage over Rlimit        almost impossible exercise since many parameters are
when entering standby. Otherwise the DSS could reactivate        involved, including the converter time constants. Fine
and the standby performance would degrade. We are thus           tuning of Rlimit thus requires a few iterations and
able to bound Rlimit between two equations:                      experiments on a breadboard to check Vaux variations but
                                                                 also output voltage excursion in fault. Once properly
                                                                 adjusted, the fail-safe protection will preclude any lethal
                                                                 voltage runaways in case a problem would occur in the
                                                                 feedback loop.

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                                          10
VCC(off) = 8.5 V                 NCP1015
VCC(on) = 7.5 V
                                                       Drain
                      -
              +                                                 Startup Source

                      +                                         VCC     Rlimit     D1

                      +                                              +  CVCC    +  CAux
                      -
              +

                                                                                         Laux

                                                                          Ground
Figure 17. A Detailed View of the NCP1015 with Properly Connected Auxiliary Winding

                         u30 ms

Figure 18. The Burst Frequency becomes So Low that it is Difficult to
                 Keep an Adequate Level on the Auxiliary VCC

Lowering the Standby Power with Skip-cycle                      excited by the skipping pulses. A possible solution,
  Skip cycle offers an efficient way to reduce the standby      successfully implemented in the NCP1200 series, also
                                                                authorizes skip cycle but only when the power demand as
power by skipping unwanted cycles at light loads. However,      dropped below a given level. At this time, the peak current
the recurrent frequency in skip often enters the audible range  is reduced and no noise can be heard. Figure 19 shows the
and a high peak current obviously generates acoustic noise      peak current evolution of the NCP1015 entering standby:
in the transformer. The noise takes its origins in the
resonance of the transformer mechanical structure which is

                         http://onsemi.com
                                      11
                   NCP1015

100% Peak current
           at nominal power

                                                                Skip-cycle
                                                                current limit

            25%

Figure 19. Low Peak Current Skip-Cycle Guarantees Noise-Free Operation

  Full power operation involves the nominal switching           the benefit to artificially reduce the measurement noise on
frequency and thus avoids any noise when running.               a standard EMI receiver and pass the tests more easily. The
                                                                EMI sweep is implemented by routing the VCC ripple
  Experiments carried on a 5 W universal mains board            (induced by the DSS activity) to the internal oscillator. As a
unveiled a standby power of 300 mW @ 230 Vac with the           result, the switching frequency moves up and down to the
DSS activated and dropped to less than 100 mW when an           DSS rhythm. Typical deviation is 4% of the nominal
auxiliary winding is connected.                                 frequency. With a 1 V peak-to-peak ripple, the frequency
                                                                will equal 65 kHz in the middle of the ripple and will
Frequency Jittering for Improved EMI Signature                  increase as VCC rises or decrease as VCC ramps down.
  By sweeping the switching frequency around its nominal        Figure 20 shows the behavior we have adopted:

value, it spreads the energy content on adjacent frequencies
rather than keeping it centered in one single ray. This offers

VCC Ripple VCCOFF                                               67.6 kHz

            65 kHz

  62.4 kHz                                                      Internal Sawtooth
VCCON

Figure 20. The VCC Ripple Causes the Frequency Jittering on the Internal Oscillator Saw-tooth
                                                        (65 kHz version)

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                         12
                  NCP1015

Soft-Start                                                      soft-start is also activated during the over current burst
  The NCP1015 features an internal 1 ms soft-start              (OCP) sequence. Every re-start attempt is followed by a
                                                                soft-start activation. Generally speaking, the soft-start will
activated during the power on sequence (PON). As soon as        be activated when VCC ramps up either from zero (fresh
VCC reaches VCC(off), the peak current is gradually             power-on sequence) or 4.5 V, the latch-off voltage
increased from nearly zero up to the maximum internal           occurring during OCP. Figure 21 shows the soft-start
clamping level (e.g. 350 mA). This situation lasts 1 ms and     behavior. The time scales are purposely shifted to offer a
further to that time period, the peak current limit is blocked  better zoom portion.
to the maximum until the supply enters regulation. The

VCC                                                             8.5 V

0 V (Fresh PON)                                                 Max Ip
          or

4.7 V (Overload)

  Current
  Sense

                                                                1.0 ms

Figure 21. Soft-Start is Activated During a Start-up Sequence or an OCP Condition

Non-latching Shutdown                                           and ground. By pulling FB below the internal skip level
  In some cases, it might be desirable to shut off the part     (Vskip), the output pulses are disabled. As soon as FB is
                                                                relaxed, the IC resumes its operation. Figure 22 shows the
temporarily and authorize its re-start once the default has     application example:
disappeared. This option can easily be accomplished
through a single NPN bipolar transistor wired between FB

                                                                                     1  8
                                                                                     2  7
                                                                                     3
                                                                                     4  5  Transformer

ON/OFF                                                                  +
                                                                          CVCC

Figure 22. A Non-latching Shutdown where Pulses are Stopped as long as the NPN is Biased

Full Latching Shutdown                                          When the OVP level exceeds the zener breakdown voltage,
  Other applications require a full latching shutdown, e.g.     the NPN biases the PNP and fires the equivalent SCR,
                                                                permanently bringing down the FB pin. The switching
when an abnormal situation is detected (over temp or            pulses are disabled until the user un-plugs the power supply.
overvoltage). This feature can easily be implemented
through two external transistors wired as a discrete SCR.

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                               13
                                NCP1015

        OVP              Rhold                                                  8
                          12 k                                                  7

                                                                     1

                                                                       2

                   10 k                                                3

                         BAT54

                                                                       4        5             Transformer

                                                               +
                                                                 CVCC

0.1 mF       10 k

Figure 23. Two Bipolar Transistors Ensures a Total Latch-off of the SMPS in Presence of an OVP

  Rhold ensures that the SCR stays on when fired. The bias                Pmax  +  TJ(max)    * TAMB(max)                     (eq. 12)
current flowing through Rhold should be small enough to let                                   RqJA
the VCC ramp up (8.5 V) and down (7.5 V) when the SCR
is fired. The NPN base can also receive a signal from a        which gives around 1 W for an ambient of 50C. The losses
temperature sensor. Typical bipolar can be MMBT2222 and        inherent to the MOSFET RDS(on) can be evaluated using the
MMBT2907 for the discrete latch. The NST3946 features          following formula:
two bipolar NPN + PNP in the same package and could also
be used.                                                                  Pmos  +  1  @  Ip2  @  D  @  RDS(on)                (eq. 13)
                                                                                   3
Power Dissipation and Heatsinking
  The power dissipation of NCP1015 consists of the             where Ip is the worse case peak current (at the lowest line
                                                               input), D is the converter operating duty-cycle and RDS(on)
dissipation DSS current-source (when active) and the           the MOSFET resistance for TJ = 100C. This formula is only
dissipation of MOSFET. Thus Ptot = PDSS + PMOSFET.             valid for Discontinuous Conduction Mode (DCM)
When the PDIP7 package is surrounded by copper, it
becomes possible to drop its thermal resistance                operation where the turn-on losses are null (the primary
junction-to-ambient, RqJA down to 75C/W and thus
dissipate more power. The maximum power the device can         current is zero when you re-start the MOSFET). Figure 24
thus evacuate is:
                                                               gives a possible layout to help dropping the thermal
                                                               resistance. When measured on a 35 mm (1 oz.) copper
                                                               thickness PCB, we obtained a thermal resistance of 75C/W:

                         Clamping Elements

                                                                                                          To Secondary Diode
             DC

Figure 24. A Possible PCB Arrangement to Reduce the Thermal Resistance Junction-to-Ambient

Design Procedure                                               1. In any case, the lateral MOSFET body-diode shall
  The design of a SMPS around a monolithic device does            never be forward biased, either during start-up
                                                                  (because of a large leakage inductance) or in
not differ from that of a standard circuit using a controller     normal operation as shown by Figure 25.
and a MOSFET. However, one needs to be aware of certain
characteristics specific of monolithic devices:

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                                      14
                                                       NCP1015

350

250

150

50.0

                                                            > 0 !!

-50.0

                             1.004M          1.011M         1.018M      1.025M              1.032M

      Figure 25. The Drain-Source Wave Shall Always be Positive . . .

As a result, the Flyback voltage which is reflected on                       e.g. the Vout target is almost reached and Ip is still
the drain at the switch opening cannot be larger than                        pushed to the maximum.
the input voltage. When selecting components, you                     Taking into account all previous remarks, it becomes
thus must adopt a turn ratio which adheres to the                   possible to calculate the maximum power that can be
following equation:                                                 transferred at low line:
                                                                      When the switch closes, Vin is applied across the primary
N @ (Vout ) Vf) t VIN(min)                       (eq. 14)           inductance Lp until the current reaches the level imposed by
                                                                    the feedback loop. The duration of this event is called the ON
For instance, if you operate from a 120 V dc rail and               time and can be defined by:

you deliver 12 V, we can select a reflected voltage of

100VDC maximum: 120 - 100 > 0. Therefore, the                                                          Lp @ Ip
                                                                                                         Vin
turn ratio Np : Ns must be smaller than 100 / (12 +                                         ton     +                                   (eq. 16)

1) = 7.7 or Np : Ns < 7.7. We will see later on how

it affects the calculation.                                         At the switch opening, the primary energy is transferred

2. Current-mode architecture is, by definition,                     to the secondary and the flyback voltage appears across Lp,
                                                                    reseting the transformer core with a slope of:
sensitive to subharmonic oscillations.

Subharmonic oscillations only occur when the                                                N   @   (Vout     )  Vf)
                                                                                                       Lp
SMPS is operating in Continuous Conduction                                                                             @  toff

Mode (CCM) together with a duty-cycle greater                       the toff time is thus:

than 50%. As a result, we recommend operating                                                          Lp @ Ip
                                                                                                       (Vout )
the device in DCM only, whatever duty-cycle it                                     toff     +  N    @               Vf)                 (eq. 17)

implies (max. = 65%).

3. Lateral Mosfets have a poorly doped body-diode                   If one wants to keep DCM only, but still need to pass the

which naturally limits their ability to sustain the                 maximum power, we will not allow a dead-time after the

avalanche. A traditional RCD clamping network                       core is reset, but rather immediately re-start. The switching

shall thus be installed to protect the MOSFET. In                   time tsw can be expressed by:

some low power applications, a simple capacitor                       tsw + toff ) ton + Lp @ Ip @      1
                                                                                                       Vin                1
can also be used since:                                                                                     )    N  @  (Vout    )  Vf)  (eq. 18)

VDRAIN(max) + Vin ) N @ (Vout ) Vf) ) Ip @ Lf   (eq.  15)          The Flyback transfer formula dictates that:
                                           Ctot
                                                                                   Pout
where Lf is the leakage inductance, Ctot the total                                  h       +  1    @  Lp  @  Ip2  @  fsw               (eq. 19)
capacitance at the drain node (which is increased by                                           2

the capacitor you will wire between drain and                       which, by extracting Ip and plugging into Equation 19 leads to:

source), N the Np : Ns turn ratio, Vout the output                     tsw + Lp
voltage, Vf the secondary diode forward drop and                        h       2  @ Pout    @       1     )  N  @       1   )  Vf)     (eq. 20)
finally, Ip the maximum peak current. Worse case                                @  fsw @ Lp         Vin               (Vout
occurs when the SMPS is very close to regulation,
                                                                    Extracting Lp from Equation 20 gives:

                                                     http://onsemi.com
                                                                  15
                                                                    NCP1015

                                LPcritical  +  2  @  fsw  @  [Pout   (Vin @ Vr)2  @  h   @  Vin  )  Vin2)]  (eq. 21)
                                                                    @ (Vr2 ) 2    @  Vr

with Vr = N . (Vout + Vf) and h the efficiency.                               where VIN(min) corresponds to the lowest bulk voltage,

If Lp critical gives the inductance value above which hence the longest ton duration or largest duty-cycle. IP(max)

DCM operation is lost, there is another expression we can is the available peak current from the considered part, e.g.

write to connect Lp, the primary peak current bounded by the                  450mA typical for the NCP1015 (however, the minimum
NCP1015 and the maximum duty-cycle that needs to stay                         value of this parameter shall be considered for reliable

below 50%:                                                                    evaluation). Combining Equations 21 and 22 gives the

            LP(max)  +  Dmax    @ VIN(min)     @  tsw                         maximum theoretical power you can pass respecting the
                                 IP(max)                                      peak current capability of the NCP1015, the maximum
                                                             (eq. 22)         duty-cycle and the discontinuous mode operation:

            Pmax  +  tsw2  @  VIN(min)2     @  Vr2  @  h  @  (2LP(max)Vr2  )         fsw            )       VIN(min)2)  (eq. 23)
                                                                              4LP(max)VrVIN(min)

From Equation 22 we obtain the operating duty-cycle D:

                     D  +   Ip @ Lp                          (eq. 24)
                           Vin @ tsw

This lets us calculate the RMS current circulating in the                     Applying the above equations leads to :

MOSFET:                                                                       Selected maximum reflected voltage = 120 V

                   ID(rms) + Ip @        D                   (eq. 25)         with Vout = 12 V, secondary drop = 0.5 V Np : Ns = 1 : 0.1
                                         3                                    Lp critical = 3.9 mH
                                                                              Ip = 250 mA
  From this equation, we obtain the average dissipation in                    Dmax = 0.39
the MOSFET:                                                                   IDRAIN(rms) = 90 mA
                                                                              PMOSFET = 202 mW at RDS(on) = 25 W (TJ > 100C)
            Pavg  +  1  @  Ip2  @  D  @  RDS(on)             (eq. 26)         PDSS = 1.2 mA x 350 V = 420 mW, if DSS is used
                     3                                                        Secondary diode voltage stress = (350 x 0.1) + 12 = 47 V
                                                                              (e.g. a MBRS360T3, 3 A / 60 V would fit)
to which switching losses shall be added.
  If we stick to Equation 23, compute Lp and follow the                       Example 2.: A 12 V 16 W SMPS Operating on Narrow
                                                                              European Mains with NCP1015:
above calculations, we will discover that a power supply
built with the NCP1015 and operating from a 100 Vac line                      Vin = 230 Vac 15%, or 276 Vdc 370 Vdc
minimum will not be able to deliver more than 7W                              Efficiency = 80%
continuous, regardless of the selected switching frequency
(however the transformer core size will go down as fsw is                     Vout = 12 V, Iout = 1.25 A
increased). This number grows up significantly when
operated from single European mains (18W).                                    fsw = 65 kHz

  For more different flyback converters then are the below                    IP(max) = 450 mA - 10% = 405 mA
examples we recommend use following support:                                    Applying the equations leads to :

  1) Application note AND8125/D "Evaluating the power                         Selected maximum reflected voltage = 250 V
capability of the NCP101X members"
                                                                              with Vout = 12 V, secondary drop = 0.5 V            Np : Ns = 1:0.05
  2) Application note AND8134/D "Designing Converters                         Lp = 7,2 mH
with the NCP101X members."                                                    Ip = 0.27 mA

  3) Application note AND8142/D "A 6W/12W Universal
mains adapter with NCP101X series".

  4) The PSpice or Orcad simulation models

Example 1.: A 12 V 7.0 W SMPS Operating on a Large                            Dmax = 0.41
Mains with NCP1015:
Vin = 100 Vac 250 Vac or 140 Vdc 350 Vdc once                             IDRAIN(rms) = 100 mA
rectified, assuming a low bulk ripple                                         PMOSFET = 250 mW at RDS(on) = 25 W (TJ > 100C)

Efficiency = 80%                                                              PDSS = 1.2 mA x 370 V = 444 mW, if DSS is used below an
                                                                              ambient of 50C.
Vout = 12 V, Iout = 580 mA
fsw = 65 kHz                                                                  Secondary diode voltage stress = (370 x 0.05) + 12 = 30.5V
IP(max) = 450 mA - 10% = 405 mA                                               (e.g. a MBRS340T3, 3 A / 40 V)

                                                             http://onsemi.com
                                                                          16
                                                                      NCP1015

  Please note that these calculations assume a flat DC rail                      MOSFET Protection
whereas a 10 ms ripple naturally affects the final voltage                         As in any Flyback design, it is important to limit the drain
available on the transformer end. Once the Bulk capacitor
has been selected, one should check that the resulting ripple                    excursion to a safe value, e.g. below the MOSFET BVdss
(min Vbulk?) is still compatible with the above calculations.                    which is 700 V. Figures 26A, B, and C present possible
As an example, to benefit from the largest operating range,                      implementations:
a 7 W board was built with a 47 mF bulk capacitor which
ensured discontinuous operation even in the ripple
minimum waves.

          HV                                        HV                                    HV
CVcc
                                                                      Rclamp     Cclamp             CVc     Dz     D
                                                                                                    c
                                                                                       D

                    1          8                                              1  8                       1      8

                    2          7                                              2  7                       2      7

                    3          6                                              3  6                       3      6

                    4          5                         CVcc                 4  5                       4      5

                    NCP1015             C                                     NCP1015                    NCP1015

                                                                           B                                C

                       A

                                        Figure 26. Different Options to Clamp the Leakage Spike

  Figure 26A: The simple capacitor limits the voltage                            current. Worse case occurs when Ip and Vin are maximum
according to Equation 15. This option is only valid for low                      and Vout is close to reach the steady-state value.
power applications, e.g. below 5 W, otherwise chances exist
to destroy the MOSFET. After evaluating the leakage                                Figure 26C: This option is probably the most expensive of
inductance, you can compute C with Equation 15. Typical                          all three but it offers the best protection degree. If you need
values are between 100 pF and up to 470 pF. Large                                a very precise clamping level, you must implement a zener
capacitors increase capacitive losses.                                           diode or a TVS. There are little technology differences
                                                                                 behind a standard zener diode and a TVS. However, the die
  Figure 26B: The most standard circuitry called the RCD                         area is far bigger for a transient suppressor than that of zener.
network. You calculate Rclamp and Cclamp using the                               A 5 W zener diode like the 1N5388B will accept 180 W peak
following formulas:                                                              power if it lasts less than 8.3 ms. If the peak current in the
                                                                                 worse case (e.g. when the PWM circuit maximum current
              2  @  Vclamp  @  (Vclamp * (Vout )    Vfsec)  @  N)                limit works) multiplied by the nominal zener voltage
                                 Lleak @ Ip2 @ fsw              (eq.             exceeds these 180 W, then the diode will be destroyed when
Rclamp  +                                                             27)        the supply experiences overloads. A transient suppressor
                                                                                 like the P6KE200 still dissipates 5 W of continuous power
                    Cclamp  +  Vripple  Vclamp   Rclamp        (eq. 28)          but is able to accept surges up to 600 W @ 1 ms. Select the
                                        @ fsw @                                  zener or TVS clamping level between 40 to 80 volts above
                                                                                 the reflected output voltage when the supply is heavily
  Vclamp is usually selected 50-80 V above the reflected                         loaded.
value N x (Vout + Vf). The diode needs to be a fast one and
a MUR160 represents a good choice. One major drawback

of the RCD network lies in its dependency upon the peak

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                                                                            17
                                                      NCP1015

Typical Application Examples                                input range. The board uses the Dynamic Self-Supply and
  A 6.5 W NCP1015-based Flyback converter. (For             a simplified zener-type feedback. This configuration was
                                                            selected for cost reasons and a more precise circuitry can be
evaluation a universal NCP1012 demo-board can be used)      used, e.g. based on a TL431:
  Figure 27 shows a converter originally built with a

NCP1012 which can be easily used for evaluation of
NCP1015 device delivering 6.5 W from a universal volts

                                                                                  1 TR1 8                                         D6
                                                                                           7                                    B150

                 D1      D2                                 R2      C1       D5      6                                            E3       2
                 1N4007  1N4007                             150 k   2n2/Y   U160                                             470 m/25 V    1

                 D3                       E1                                      4  5                                              ZD1            J2
                 1N4007                   10 m/400 V                                                                               11 V         CZM5/2
            R1                                                     IC1
         47 R                                                                                                                      R3    R4
                                                                   NCP1012                                                       100 R   180 R
              1
              2                                             1  VCC DRAIN    5          IC2
                                                                                     PC817
    J1                                                      2          FB 4
CEE7.5/2                 D4      E2                         3  GND           8
                         1N4007  10 m/63 V                  7  GND
                                                               GND  GND

                                                                                                                        C2
                                                                                                                      2n2/Y

                         Figure 27. A NCP1012-based Flyback Converter Delivering 6.5 W

  The converter built according to Figure 28 layouts, gave   Efficiency at Vin = 100 Vac and Pout = 6.5 W = 75.7%
the following results:                                       Efficiency at Vin = 230 Vac and Pout = 6.5 W = 76.5%

                 Figure 28. The NCP1012-based PCB Layout and its Associated Component Placement

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                                                                                     18
                                   NCP1015

A 7.0 W NCP1015-based Flyback Converter Featuring Low Standby Power

  Figure 29 shows another typical application showing a thus offering more room for the MOSFET. In this
NCP1015-65 kHz operating in a 7 W converter up to 70C application, the feedback is made via a TLV431 whose low
of ambient temperature. We can grow-up the output power bias current (100 mA min) helps to lower the no-load
since an auxiliary winding is used, the DSS is disabled, and standby power.

Vbulk           1N4148

   C2 +         D4          R4 22
47 mF/
450 V                             C8                        R7      D2                     L2                       12 V @
                                   10 nF                     100 k/  MBRS360T3            22 mH                      0.5 A
                                   400 V                     1W
                              T1                                                ++                          + 100 mF/16 V
                + C10                                                                                         C7
                              Aux                                                                                      GND
                33 mF/25 V

                                                                     T1         C6 C8

                                                                                470 mF/16 V

         R2                                            D3
         3.3 k                                 MUR160

                                NCP1015                                         R3
                            1 VCC GND 8
                            2 NC NC 7                                           1k
                            3 NC                                                                      R5
                            4 FB DRAIN 5
                                                                                                      39 k

         + 100 mF/10 V                                                            C4
           C3                                                                   100 nF

                        C9                                   IC1
                        1 nF                                 SFH6156-2

                                                                         IC2                    R6

                                                                         TLV431                 4.3 k

                                                                     C5

                                                                                        2.2 nF
                                                                                       Y1 Type

                Figure 29. A Typical Converter Delivering 5 W from a Universal Mains

  Measurements have been taken from a demonstration            For a quick evaluation of Figure 29 application example,
board implementing Figure 12 12's sketch and the following   the following transformers are available from Coilcraft:
results were achieved, with either the auxiliary winding in
place or through the Dynamic Self-Supply:                    A9619-C, Lp = 3 mH, Np : Ns = 1: 0.1, 7 W application on
                                                             universal mains, including auxiliary winding, NCP1015-
Vin = 230 Vac, auxiliary winding, Pout = 0, Pin = 60mW       65kHz
Vin = 100 Vac, auxiliary winding, Pout = 0, Pin = 42mW
Vin = 230 Vac, Dynamic Self-Supply, Pout = 0, Pin =          A0032-A, Lp = 6 mH, Np : Ns = 1: 0.055, 10 W application
300mW                                                        on European mains, DSS operation only, NCP1015-65 kHz

Vin = 100 Vac, Dynamic Self-Supply, Pout = 0, Pin =            Coilcraft
130mW                                                          1102 Silver Lake Road
                                                               CARY, IL 60013
Pout = 7W, h = 81% @ 230Vac, with aux winding                  Email: info@coilcraft.com
Pout = 7W, h = 81.3% @ 100Vac, with aux winding                Tel. : 847-639-6400
                                                               Fax.: 847-639-1469

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                                 NCP1015

ORDERING INFORMATION

Device Order Number   Frequency  Package Type       Shipping            RDSon  Ipk (mA)
                          (kHz)                                           (W)

NCP1015AP065G         65         PDIP-7                                 11     450
NCP1015AP100G
                                 (Pb-Free)          50 Units / Rail

                      100        PDIP-7                                 11     450

                                 (Pb-Free)

NCP1015ST65T3G        65         SOT-223                                11     450
NCP1015ST100T3G
                                 (Pb-Free)          4000 / Tape & Reel

                      100        SOT-223                                11     450

                                 (Pb-Free)

For information on tape and reel specifications, including part orientation and tape sizes, please refer to our Tape and Reel Packaging
Specifications Brochure, BRD8011/D.

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                                              20
                                                NCP1015

                                       PACKAGE DIMENSIONS

                                                    PDIP-7
                                                  AP SUFFIX
                                               CASE 626A-01

                                                   ISSUE O

                                                                NOTES:

                                                                1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI

                                                                Y14.5M, 1982.

                                                                2. CONTROLLING DIMENSION: MILLIMETER.

         8           5                                          3. PACKAGE CONTOUR OPTIONAL (ROUND OR

                                                                SQUARE CORNERS).

                              B        L                        4. DIMENSION L TO CENTER OF LEAD WHEN

                                                                FORMED PARALLEL.

            1        4                                                          5. DIMENSIONS A AND B ARE DATUMS.

                                               M

                                                             J             MILLIMETERS  INCHES

                                                                DIM MIN MAX MIN MAX

               F                                                        A 9.40 10.16 0.370 0.400
                  A
                                                                        B 6.10 6.60 0.240 0.260

NOTE 3                                                                  C 3.94 4.45 0.155 0.175

                                                                        D 0.38 0.51 0.015 0.020

                                                                        F 1.02 1.78 0.040 0.070

                                                                        G  2.54 BSC     0.100 BSC

                                                                        H 0.76 1.27 0.030 0.050

                                                                        J 0.20 0.30 0.008 0.012

                                 C                                      K 2.92 3.43 0.115 0.135

                                                                        L  7.62 BSC     0.300 BSC

-T-                                                                     M --- 10_ --- 10_

SEATING                                                                 N 0.76 1.01 0.030 0.040
PLANE
                           N
    H
                        D           K

               G

                     0.13 (0.005) M T A M B M

                                       http://onsemi.com
                                                    21
                                                                    NCP1015

                                                           PACKAGE DIMENSIONS

                                                                      SOT-223
                                                                    ST SUFFIX
                                                                  CASE 318E-04

                                                                      ISSUE L

                                       D                                         NOTES:
                                       b1                                          1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI
                                                                                       Y14.5M, 1982.
                                                                                   2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.

                                       4                                                            MILLIMETERS                                      INCHES

                      HE                      E                                  DIM MIN                          NOM MAX                        MIN NOM MAX

                                                                                         A 1.50                   1.63                     1.75  0.060 0.064 0.068

                           1           2   3                                     A1 0.02                          0.06                     0.10  0.001 0.002 0.004

                                                                                         b 0.60                   0.75                     0.89  0.024 0.030 0.035

                                                                                         b1 2.90                  3.06                     3.20  0.115 0.121 0.126

                                                                                         c  0.24                  0.29                     0.35  0.009 0.012 0.014

                                              b                                          D 6.30                   6.50                     6.70  0.249 0.256 0.263

                      e1                                                                 E 3.30                   3.50                     3.70  0.130 0.138 0.145
                                    e
                                                                                         e  2.20                  2.30                     2.40  0.087 0.091 0.094

                                                                                         e1 0.85                  0.94                     1.05  0.033 0.037 0.041

                                                                                         L1 1.50                  1.75                     2.00  0.060 0.069 0.078

                                                                         C       H E 6.70                         7.00                     7.30  0.264 0.276 0.287

                                                 A         q                             q  0                    -                        10   0  -       10

0.08 (0003)                                                                          L1
                       A1
                                                              SOLDERING FOOTPRINT*
                                                                                3.8
                                                                               0.15

                                                            2.0
                                                           0.079

                                                                   2.3    2.3     6.3
                                                                  0.091  0.091   0.248

                                               2.0
                                              0.079

                                                                              SCALE 6:1
                                                            1.5                              mm
                                                           0.059                            inches

                                           *For additional information on our Pb-Free strategy and soldering
                                            details, please download the ON Semiconductor Soldering and
                                            Mounting Techniques Reference Manual, SOLDERRM/D.

The product described herein (NCP1015) may be covered by one or more of the following U.S. patents: 6,271,735, 6,385,060. There may be other patents
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Buyer purchase or use SCILLC products for any such unintended or unauthorized application, Buyer shall indemnify and hold SCILLC and its officers, employees, subsidiaries, affiliates,

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