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MP1476LGTF-Z

器件型号:MP1476LGTF-Z
器件类别:半导体    电源管理 IC    稳压器与电压控制器    开关稳压器   
厂商名称:Monolithic Power Systems (MPS)
厂商官网:https://www.monolithicpower.com
标准:
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器件描述

开关稳压器 High-Efficiency, 2A, 18V, 800kHz Synchronous, Step-Down Converter In SOT563

参数

产品属性属性值
制造商:Monolithic Power Systems (MPS)
产品种类:开关稳压器
RoHS:详细信息
安装风格:SMD/SMT
封装 / 箱体:SOT-563-6
输出电压:18 V
输出电流:2 A
输出端数量:1 Output
最大输入电压:18 V
拓扑结构:Buck
最小输入电压:4.2 V
开关频率:800 kHz
最小工作温度:- 40 C
最大工作温度:+ 125 C
系列:MP1476
封装:Reel
输入电压:4.2 V to 18 V
静态电流:0.19 mA
类型:Synchronous Step-Down Converter
商标:Monolithic Power Systems (MPS)
关闭:Shutdown
产品类型:Switching Voltage Regulators
工厂包装数量:5000
子类别:PMIC - Power Management ICs
电源电压-最小:4.2 V

MP1476LGTF-Z器件文档内容

                                                                                                                            MP1476L

                                                                         3.9V-18V, 2A, 800kHz High-Efficiency,

                                                                         Synchronous, Step-Down Converter

                                                                                                           In a SOT563 Package

DESCRIPTION                                                              FEATURES

The   MP1476L          is      a  fully      integrated,         high-           Wide 3.9V to 18V Operating Input Range

frequency,      synchronous,           rectified,   step-down,                   126mΩ/58mΩ Low RDS(ON) Internal Power

switch-mode       converter            with    internal       power               MOSFETs

MOSFETs.          The      MP1476L             offers      a     very            190μA Low IQ

compact     solution           that      achieves          2A    of              High-Efficiency Synchronous Mode

continuous      output     current       with  excellent         load             Operation

and line regulation over a wide input range. The                                 Power-Save Mode (PSM) at Light Load

MP1476L     uses  synchronous                mode      operation                 Fast Load Transient Response

for higher efficiency over the output current-load                               800kHz Switching Frequency

range.                                                                           Internal Soft Start (SS)

Constant-on-time           (COT)           control     operation                 Over-Current Protection (OCP) and Hiccup

provides very fast transient response, very tight                                Thermal Shutdown

output regulation, and eases loop design.                                        Output Adjustable from 0.8V

Full  protection  features             include      short-circuit                Available in a SOT563 Package

protection (SCP), over-current protection (OCP),                         APPLICATIONS

under-voltage     protection           (UVP),      and     thermal

shutdown.                                                                        Security Camera

The   MP1476L     requires        a    minimal      number       of              Digital Set-Top Boxes

readily     available,               standard,             external              Flat-Panel Television and Monitors

components and is available in a space-saving                                    General Purposes Power Supplies

SOT563 package.                                                          All MPS parts are lead-free, halogen-free, and adhere to the RoHS directive. For

                                                                         MPS green status, please visit the MPS website under Quality Assurance. “MPS”

                                                                         and   “The    Future  of  Analog  IC  Technology”  are  registered  trademarks    of

                                                                         Monolithic Power Systems, Inc.

TYPICAL           APPLICATION

                                       R4

                                       10Ω

                                                C3

                                               1μF

      12V                                              L1                3.3V/2A

      VIN                         BST               4.7μH                VOUT

                        VIN            SW

            C1                                                   R1

           22μF                                            R3    40.2kΩ  C2

                                                           47kΩ          22μF

                           MP1476L FB

                                                                 R2

                                                                 13kΩ

      EN

                           EN          GND

MP1476L Rev. 1.0                                              www.MonolithicPower.com                                                                      1

9/12/2017         MPS Proprietary Information. Patent Protected. Unauthorized Photocopy and Duplication Prohibited.

                                                        © 2017 MPS. All Rights Reserved.
                  MP1476L – 18V, 2A, 800kHz, SYNC, STEP-DOWN CONVERTER W/ INTERNAL                                   MOSFETS

                                   ORDERING INFORMATION

                  Part Number*                     Package                     Top Marking

                  MP1476LGTF                       SOT563                      See Below

                  For Tape & Reel, add suffix –Z (e.g. MP1476LGTF–Z)

                                           TOP MARKING

                  AXM: Product code of MP1476LGTF

                  Y: Year code

                  LLL: Lot number

                                   PACKAGE REFERENCE

                                           TOP VIEW

                                   VIN  1                           6     FB

                                   SW   2  MP1476L                  5     EN

                                   GND  3                           4     BST

                                           SOT563

MP1476L Rev. 1.0                           www.MonolithicPower.com                                                   2

9/12/2017         MPS Proprietary Information. Patent Protected. Unauthorized Photocopy and Duplication Prohibited.

                                        © 2017 MPS. All Rights Reserved.
                  MP1476L – 18V, 2A, 800kHz, SYNC,                       STEP-DOWN CONVERTER W/ INTERNAL MOSFETS

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (1)                                             Thermal Resistance

VIN ................................................ -0.3V to 20V        SOT563                                      θJA         θJC

VSW .....-0.3V (-0.6V for <1.5μs, -6.5V for <10ns)                       EV1476L-TF-00A (5)............55....... 21 ...... °C/W

                  to VIN + 0.3V (21V for <10ns)                          JESD51-7 (6) ......................130...... 60 ...... °C/W

VBST .....................................................VSW + 5V

VEN .............................................. -0.3V to 5V (2)       NOTES:

All other pins.................................... -0.3V to 5V           1)  Exceeding these ratings may damage the device.

                                                                         2)  For details of EN’s ABS max rating, please refer to the Enable

Continuous power dissipation (TA = +25°C) (3)(5)                             Control section on page 11.

                                                                         3)  The maximum allowable power dissipation is a function of the

.................................................................. 2.2W      maximum   junction       temperature    TJ  (MAX),    the  junction-to-

Junction temperature ............................... 150°C                   ambient thermal resistance θJA, and the ambient temperature

Lead temperature .................................... 260°C                  TA. The maximum allowable continuous power dissipation at

                                                                             any  ambient    temperature    is  calculated  by   PD   (MAX)  =   (TJ

Storage temperature .................. -65°C to 150°C                        (MAX)-TA)/θJA.      Exceeding  the    maximum       allowable   power

                                                                             dissipation produces an excessive die temperature, causing

Recommended Operating Conditions (4)                                         the regulator to go into thermal shutdown. Internal thermal

Supply voltage (VIN) ....................... 3.9V to 18V                     shutdown  circuitry      protects  the  device      from   permanent

                                                                             damage.

Output voltage (VOUT) .......... 0.8V to VIN x Dmax                      4)  The  device     is  not  guaranteed     to  function  outside   of  its

                  or 10V max                                                 operating conditions.

                                                                         5)  Measured on EV1476L-TF-00A, 2-layer PCB.

Operating junction temp. (TJ) ... -40°C to +125°C                        6)  Measured on JESD51-7, 4-layer PCB.

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9/12/2017         MPS Proprietary Information. Patent Protected. Unauthorized Photocopy and Duplication Prohibited.

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                       MP1476L – 18V, 2A, 800kHz, SYNC, STEP-DOWN CONVERTER W/ INTERNAL MOSFETS

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

VIN = 12V, TJ = -40°C to +125°C (7), typical value is tested at TJ = +25°C, unless otherwise                                noted.

Parameter                   Symbol      Condition                                  Min   Typ                          Max   Units

Supply current (shutdown)   IIN         VEN = 0V                                                                      10    μA

Supply current (quiescent)  Iq          TJ = -40°C to +125°C, VEN          =  2V,  0.15  0.19                         0.3   mA

                                        VFB = 0.85V

HS switch-on resistance     HSRDS-ON    VBST-SW = 3.3V                                   126                                mΩ

LS switch-on resistance     LSRDS-ON                                                     58                                 mΩ

Switch leakage              SWLKG       VEN = 0V, VSW = 12V                                                           10    μA

Valley current limit        ILIMIT      VOUT = 0V                                  1.8   2.4                          3.8   A

ZCD                         IZCD        VOUT = 3.3V, Lo = 4.7μH,                   -150  -20                          150   mA

                                        IOUT = 0A

Oscillator frequency        fSW         VFB = 0.75V                                600   800                          1000  kHz

Minimum on time (8)         τON_MIN                                                      45                                 ns

Minimum off time (8)        τOFF_MIN                                                     180                                ns

Feedback voltage            VREF        TJ = +25°C                                 795   807                          819   mV

                                        TJ = -40°C to +125°C                       791   807                          823   mV

Feedback current            IFB                                                          10                           100   nA

FB UV threshold (H to L)    VUV_th      Hiccup entry                                     75%                                VREF

Hiccup duty cycle (8)       DHiccup                                                      25                                 %

EN rising threshold         VEN_RISING                                             1.14  1.2                          1.26  V

EN hysteresis               VEN_HYS                                                      100                                mV

EN input current            IEN         VEN = 2V                                         2                                  µA

VIN under-voltage lockout   INUVVth                                                      3.75                         3.9   V

threshold rising

VIN under-voltage lockout   INUVHYS                                                      80                                 mV

threshold hysteresis

Soft-start period           τSS                                                    1     1.4                          2     ms

Thermal shutdown (8)        TSD                                                          150                                °C

Thermal hysteresis (8)      TSDHYS                                                       20                                 °C

NOTES:

7)  Not tested in production. Guaranteed by over-temperature correlation.

8)  Guaranteed by design and engineering sample characterization.

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                  MP1476L – 18V, 2A, 800kHz, SYNC, STEP-DOWN CONVERTER W/ INTERNAL                                   MOSFETS

TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS

VIN = 12V, VOUT = 3.3V, L = 4.7µH, TA = +25°C, unless otherwise noted.

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TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS (continued)

VIN = 12V, VOUT = 3.3V, L = 4.7µH, TA = +25°C, unless otherwise noted.

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TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS (continued)

VIN = 12V, VOUT = 3.3V, L = 4.7µH, TA = +25°C, unless otherwise noted.

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TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS (continued)

VIN = 12V, VOUT = 3.3V, L = 4.7µH, TA = +25°C, unless otherwise noted.

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PIN FUNCTIONS

Package    Name        Description

Pin #

1                 VIN  Supply voltage. The MP1476L operates from a 3.9V to 18V input rail. A capacitor (C1) is

                       required to decouple the input rail. Connect VIN using a wide PCB trace.

2                 SW   Switch output. Connect SW using a wide PCB trace.

                       System  ground.  GND  is        the  reference  ground  of  the  regulated  output            voltage.  GND

3          GND         requires extra care during the PCB layout. Connect GND to ground with copper traces and

                       vias.

4          BST         Bootstrap. Connect a 1µF BST capacitor and a resistor between SW and BST to form a

                       floating supply across the high-side switch driver.

5                 EN   Enable. Drive EN high to enable the MP1476L. For automatic start-up, connect EN to VIN

                       with a 100kΩ pull-up resistor.

                       Feedback. Connect FB to the tap of an external resistor divider from the output to GND to

6                 FB   set the output voltage. The frequency foldback comparator lowers the oscillator frequency

                       when the FB voltage drops below 600mV to prevent current-limit runaway during a short-

                       circuit fault.

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BLOCK DIAGRAM

                                                                                                                                   VIN

EN                    Bias &                                                         Bootstrap                                     BST

                      Voltage                                                        Regulator

    1MΩ               reference

                VCC

           Regulator

                                                                                                                     Main

                                                     On                              HS                              Switch(NCH)

                                                     Timer                           Driver

           Iss                                                                                                                     SW

                                                                 Logic

                                                                 Control

                                          PWM                                        VCC

FB                                                                                   LS

                                                                                     Driver

                                                                            Current                                  Synchronous

                                                                        Modulator                                    Switch (NCH)

                                                                 Current Sense

                                                                 Amplifier

                                                                                                                                   GND

                                          Figure 1:  Functional  Block Diagram

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OPERATION                                                               more            frequently,           and    the    switching        frequency

The MP1476L is a fully integrated, synchronous,                         increases.               The     output      current      reaches    critical

rectified,      step-down,          switch-mode       converter.        levels when the current modulator time is zero

Constant-on-time (COT) control is employed to                           and can be determined with Equation (1):

provide fast transient response and ease loop                                                         IOUT    (VIN  VOUT)  VOUT                 (1)

stabilization.                                                                                                   2  L  FSW  VIN

At the beginning of each cycle, the high-side                           The MP1476L reverts to pulse-width modulation

MOSFET (HS-FET) is turned on when the FB                                (PWM) mode once the output current exceeds

voltage (VFB) drops below the reference voltage                         the             critical      level.     Afterward,         the      switching

(VREF).    The       HS-FET     is  turned    on      for   a  fixed    frequency                 remains        fairly     constant         over  the

interval    determined          by  the   one-shot        on-timer.     output current range.

The on-timer is determined by both the output                           Enable (EN) Control

voltage and input voltage to make the switching

frequency fairly constant over the input voltage                        Enable (EN) is a digital control pin that turns the

range. After the on period elapses, the HS-FET                          regulator on and off. Drive EN high to turn on

is  turned      off  until  the     next  period      begins.       By  the    regulator.              Drive       EN     low     to  turn   off   the

repeating this operation, the converter regulates                       regulator. An internal 1MΩ resistor from EN to

the output voltage.                                                     GND allows EN to be floated to shut down the

Continuous           conduction      mode     (CCM)         occurs      chip.           EN       is   clamped        internally       using  a     2.8V

when the output current is high and the inductor                        series Zener diode (see Figure 2). Connecting

current is always above zero amps. The low-                             the EN input through a pull-up resistor to VIN

side MOSFET (LS-FET) is turned on when the                              limits          the       EN        input    current       below     100μA,

HS-FET is in its off state to minimize conduction                       preventing                damage         to    the    Zener       diode.   For

loss. There is a dead short between the input                           example,                  if  a       100kΩ       pull-up        resistor  is

and GND if both the HS-FET and LS-FET are                               connected to 12V VIN, then IZener = (12V - 2.8V)

turned     on    at  the    same    time.     This    is    called  a   / (100kΩ + 35kΩ) = 68µA.

shoot-through.        To       prevent        shoot-through,        a                       EN

dead time is generated internally between the                                                               1MΩ           35kΩ

HS-FET off and LS-FET on period or the LS-                                                                                            EN

                                                                                                                            2.8V      Logic

FET off and HS-FET on period.                                                               GND

When the MP1476L works in pulse-frequency

modulation           (PFM)      mode          during      light-load    Figure 2: Zener Diode between EN and GND

operation, the MP1476L reduces the switching                            Under-Voltage Lockout (UVLO)

frequency        automatically            to  maintain         high     Under-voltage lockout (UVLO) protects the chip

efficiency,      and       the   inductor     current          drops    from operating at an insufficient supply voltage.

almost      to   zero.      When     the      inductor      current     The MP1476L UVLO comparator monitors the

reaches zero, the low-side driver enters tri-state                      output voltage of the internal regulator (VCC).

(Hi-Z). The output capacitors discharge slowly                          The             UVLO          rising   threshold       is     about  3.75V,

to GND through R1 and R2. When VFB drops                                while its falling threshold is consistently 3.67V.

below      the   reference       voltage,     the     HS-FET        is

turned      on.      This   operation         improves      device      Internal Soft Start (SS)

efficiency greatly when the output current is low.                      Soft            start    (SS)       prevents      the  converter     output

Light-load      operation       is  also      called  skip     mode     voltage             from         overshooting          during        start-up.

because        the   HS-FET         does      not     turn  on      as  When                the      chip     starts,    the   internal      circuitry

frequently as it does in heavy-load conditions.                         generates a soft-start voltage (VSS) that ramps

The HS-FET turn-on frequency is a function of                           up from 0V to 1.2V. When SS is below REF, SS

the  output          current.    As   the     output        current     overrides REF, so the error amplifier uses SS

increases, the current modulator regulation time                        as the reference. When SS exceeds REF, the

period becomes shorter, the HS-FET turns on

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error amplifier uses REF as the reference. The                      Floating Driver and Bootstrap Charging

SS time is set to 1.4ms internally.                                 An   external                  bootstrap  capacitor       powers    the

Over-Current         Protection        (OCP)        and   Short-    floating              power     MOSFET        driver.     This  floating

Circuit Protection (SCP)                                            driver has its own UVLO protection with a rising

The MP1476L has a valley current-limit control.                     threshold of 2.2V and a hysteresis of 150mV.

During     the      LS-FET  on       period,      the    inductor   VIN  regulates                  the  bootstrap      capacitor   voltage

current is monitored. When the sensed inductor                      internally through D1, M1, C3, L1, and C2 (see

current reaches the valley current limit, the LS-                   Figure                3).  If  VIN   -   VSW     exceeds     3.3V,  U2

FET    limit    comparator    turns        over.    The   device    regulates M1 to maintain a 3.3V BST voltage

enters over-current protection (OCP), and the                       across C3.

HS-FET        waits  until  the       valley      current   limit

disappears before turning on again. The output

voltage     drops    until  VFB    is  below        the   under-

voltage (UV) threshold (typically 75% below the

reference). Once UV is triggered, the MP1476L

enters      hiccup     mode       to       restart     the  part

periodically.

During     OCP,      the   device    attempts       to   recover

from the over-current fault with hiccup mode. In

hiccup     mode,     the    chip     disables       the     output

power      stage,    discharges       the    soft   start,  and                      Figure 3: Internal Bootstrap Charger

attempts to soft start again automatically. If the

over-current condition still remains after the soft                 Start-Up and Shutdown Circuit

start  ends,    the  device      repeats      this     operation    If  both              VIN      and   EN   exceed      their  respective

cycle until the over-current condition is removed                   thresholds,                the  chip     starts  up.   The   reference

and the output rises back to regulation levels.                     block starts first, generating a stable reference

OCP is a non-latch protection.                                      voltage               and      current,   and       then  the   internal

Pre-Bias Start-Up                                                   regulator is enabled. The regulator provides a

The MP1476L is designed for monotonic start-                        stable supply for the remaining circuits.

up into pre-biased loads. If the output is pre-                     Three events can shut down the chip: EN low,

biased to a certain voltage during start-up, the                    VIN low, and thermal shutdown. The shutdown

BST voltage is refreshed and charged, and the                       procedure starts by blocking the signaling path

voltage on the soft start is charged as well. If                    initially to avoid any fault triggering. The internal

the    BST    voltage      exceeds     its  rising     threshold    supply rail is then pulled down.

voltage and the soft-start voltage exceeds the

sensed     output    voltage     at   FB,    the    part    works

normally.

Thermal Shutdown

Thermal       shutdown      prevents         the    chip    from

operating       at  exceedingly        high   temperatures.

When       the  silicon     die    temperature          exceeds

150°C, the entire chip shuts down. When the

temperature         falls  below      its   lower      threshold

(typically 130°C), the chip is enabled again.

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APPLICATION INFORMATION                                                     Selecting the Inductor

Setting the Output Voltage                                                  An inductor is necessary for supplying constant

The external resistor divider is used to set the                            current to the output load while being driven by

output voltage. Choose an R2 value carefully,                               the     switched             input    voltage.      A   larger   inductor

since    a    small     R2      can       lead    to   considerable         results in less ripple current and a lower output

quiescent current loss, but a large R2 can make                             ripple          voltage         but   also   has    a  larger    physical

FB noise-sensitive. It is recommended for R2 to                             footprint,              higher     series    resistance,      and    lower

be between 5 - 100kΩ. Typically, an R2 value                                saturation current. A good rule for determining

between       5  -  30µA        achieves        a     good    balance       the inductance value is to design the peak-to-

between system stability and no-load loss. R1                               peak            ripple       current     in    the     inductor      to  be

can then be determined with Equation (2):                                   between                 30   -  40%      of   the   maximum          output

                                                                            current             and      ensure      that   the     peak     inductor

                    R1  VOUT  VREF  R2                          (2)      current             is   below     the   maximum        switch       current

                                VREF                                        limit.          The      inductance      value     can   be   calculated

                                                                            with Equation (3):

The feedback circuit is shown in Figure 4.                                                                     VOUT       (1 VOUT )

                                                                                                     L     FSW  IL           VIN                  (3)

                                           VOUT

                 MP1476L                                                    Where               ∆IL  is  the     peak-to-peak       inductor     ripple

                                   RT           R1                          current.

                        FB

                                                R2                          The             inductor        should   not    saturate      under      the

                                                                            maximum                  inductor       peak    current.      The    peak

                                                                            inductor                 current      can     be    calculated           with

              Figure 4: Feedback Network                                    Equation (4):

Table      1  and       Table   2    list  the     recommended                                  ILP   IOUT        VOUT     (1   VOUT  )          (4)

parameters for common output voltages.                                                                            2FSW  L           VIN

    Table 1: Parameter Selection for Common                                 Selecting the Input Capacitor

              Output Voltages, COUT = 22µF (9)                              The input current to the step-down converter is

    VOUT (V)     R1 (kΩ)        R2 (kΩ)         RT (kΩ)       L (μH)        discontinuous                   and        therefore        requires     a

    5            40.2           7.68               47         4.7           capacitor to supply AC current to the step-down

    3.3          40.2           13                 47         4.7           converter                while       maintaining       the    DC     input

    2.5          40.2           19.1               62         3.3           voltage. For the best performance, use ceramic

    1.8          40.2           32.4               75         2.2           capacitors placed as close to VIN as possible.

    1.5          40.2           45.3            86.6          2.2           Capacitors                   with     X5R      and      X7R      ceramic

    1.2          40.2           82                105         1.5           dielectrics are recommended because they are

    1            20.5           84.5              160         1.5           fairly stable with temperature fluctuations.

NOTE:

9)  For    a  detailed  design  circuit,  please   refer  to  the  Typical  The capacitors must also have a ripple current

    Application Circuits on page 16 to page 18.                             rating          greater         than  the    maximum          input  ripple

    Table 2: Parameter Selection for Common                                 current of the converter. The input ripple current

              Output Voltages, COUT = 22µF*2                                can be estimated with Equation (5):

    VOUT (V)     R1 (kΩ)        R2 (kΩ)         RT (kΩ)       L (μH)                                                 VOUT  (1 VOUT )

    5            40.2           7.68               0          4.7                               ICIN  IOUT                                         (5)

    3.3          40.2           13                 0          4.7                                                    VIN             VIN

    2.5          40.2           19.1               10         3.3

    1.8          40.2           32.4               10         2.2

    1.5          40.2           45.3               20         2.2

    1.2          40.2           82                 25         1.5

    1            20.5           84.5               51         1.5

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The worst-case condition occurs at VIN = 2VOUT,                        In    the        case         of        ceramic        capacitors,        the

shown in Equation (6):                                                 impedance               at        the   switching       frequency         is

                                    IOUT                               dominated              by     the       capacitance.      The         output

                           ICIN                                  (6)  voltage          ripple           is    mainly     caused         by      the

                                    2                                  capacitance.               For         simplification,       the      output

For   simplification,       choose        an   input  capacitor        voltage ripple can be estimated with Equation

with an RMS current rating greater than half of                        (10):

the maximum load current.                                                            VOUT                   VOUT         (1     VOUT  )      (10)

The    input   capacitance          value      determines         the                             8  FSW2  L  COUT               VIN

input voltage ripple of the converter. If there is                     In  the       case      of    POSCAP           capacitors,   the          ESR

an    input   voltage       ripple  requirement          in       the  dominates              the    impedance            at   the  switching

system, choose the input capacitor that meets                          frequency. For simplification, the output ripple

the specification.                                                     can be approximated with Equation (11):

The input voltage ripple can be estimated with                                                           VOUT            VOUT

Equation (7):                                                                           VOUT                  (1           )  RESR          (11)

                      IOUT          VOUT           VOUT                                              FSW  L              VIN

       VIN        FSW  CIN      VIN      (1  VIN   )        (7)  A larger output capacitor can achieve a better

                                                                       load          transient       response,           but   the  maximum

The worst-case condition occurs at VIN = 2VOUT,                        output           capacitor            limitation   should    also         be

shown in Equation (8):                                                 considered             in     the      design      application.       If  the

                              1    IOUT                               output capacitor value is too high, the output

                    VIN                                         (8)  voltage          will  not        be    able   to  reach     the   design

                              4     FSW  CIN                          value during the soft-start time and will fail to

Selecting the Output Capacitor                                         regulate. The maximum output capacitor value

                                                                       (Co_max)         can       be         limited   approximately             with

An output capacitor is required to maintain the                        Equation (12):

DC     output       voltage.     Ceramic       or     POSCAP                         CO _MAX  (ILIM_ AVG  IOUT )  Tss / VOUT                  (12)

capacitors       are       recommended.            The      output

voltage ripple can be estimated with Equation                          Where            ILIM_AVG     is  the   average         start-up   current

(9):                                                                   during the soft-start period, and Tss is the soft-

VOUT     VOUT      (1  VOUT  )  (RESR        1           )  (9)  start time.

           FSW  L         VIN                 8  FSW  COUT

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PCB Layout Guidelines                                           Design Example

Efficient layout of the switching power supplies                Table 3 shows a design example when ceramic

is  critical  for  stable    operation.  A   poor   layout      capacitors are applied.

design can result in poor line or load regulation                                         Table 3: Design Example

and  stability     issues.   For  best   results,  refer  to                              VIN               12V

Figure 5 and follow the guidelines below.                                                 VOUT              3.3V

1.   Place    the  high     current  paths   (GND,        VIN,                            IOUT              2A

     and SW) as close to the device as possible                 The detailed application schematic is shown in

     with short, direct, and wide traces.                       Figure               6    through  Figure   12.          The  typical

2.   Place the input capacitor as close to VIN                  performance and waveforms are shown in the

     and GND as possible (recommended within                    Typical              Performance   Characteristics            section.

     1mm).                                                      For more devices applications, please refer to

3.   Place the external feedback resistors next                 the related evaluation board datasheet.

     to FB.

4.   Keep     the  switching      node   (SW)      short  and

     away from the feedback network.

                                                   GND

    VIN                                            OUT

                        GND

                        Top Layer

                   VIN

                                             VOUT

                                        GND

                        Bottom Layer

           Figure  5: Recommended Layout

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TYPICAL APPLICATION CIRCUITS

                                                          10Ω

                  µ  µ

                                MP1476L                        µ        4.7µH

                                                                                                                        5V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                        10pF

                                                                  47kΩ  40.2kΩ

                                                                        7.68kΩ

                        Figure 6: VIN =             12V,  VOUT = 5V/2A

                                                          10Ω

                  µ  µ

                                MP1476L                        µ        4.7µH

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                        10pF

                                                                  47kΩ  40.2kΩ

                                                                        13kΩ

                        Figure  7: VIN = 12V,       VOUT  = 3.3V/2A

                                                          10Ω

                  µ  µ

                                MP1476L                        µ        3.3µH

                                                                                                                        2.5V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                        10pF

                                                                  62kΩ  40.2kΩ

                                                                        19.1kΩ

                        Figure 8: VIN = 12V, VOUT = 2.5V/2A

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TYPICAL APPLICATION CIRCUITS (continued)

                                                     10Ω

                  µ  µ

                             MP1476L                      µ          2.2µH

                                                                                                                        1.8V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                     10pF

                                                             75kΩ    40.2kΩ

                                                                     32.4kΩ

                        Figure 9: VIN =  12V,  VOUT  = 1.8V/2A

                                                     10Ω

                  µ  µ

                             MP1476L                      µ          2.2µH

                                                                                                                        1.5V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                     10pF

                                                             86.6kΩ  40.2kΩ

                                                                     45.3kΩ

                     Figure  10: VIN =   12V,  VOUT  = 1.5V/2A

                                                     10Ω

                  µ  µ

                             MP1476L                      µ          1.5µH

                                                                                                                        1.2V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                                     10pF

                                                             105kΩ   40.2kΩ

                                                                     82kΩ

                     Figure  11: VIN =   12V,  VOUT  = 1.2V/2A

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                  MP1476L – 18V, 2A, 800kHz, SYNC, STEP-DOWN CONVERTER  W/  INTERNAL                                           MOSFETS

TYPICAL APPLICATION CIRCUITS (continued)

                                          10Ω

                  µ  µ

                        MP1476L                  µ          1.5µH

                                                                                                                        1V/2A

                                                                                                                     µ

           100kΩ                                            10pF

                                                    160kΩ   20.5kΩ

                                                            84.5kΩ

                        Figure 12: VIN = 12V, VOUT = 1V/2A

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PACKAGE           INFORMATION

                                                            SOT563

PIN 1 ID

                  TOP VIEW                                                 BOTTOM VIEW

                  FRONT VIEW                                               SIDE VIEW

                                                            NOTE:

                                                            1) ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS.

                                                            2) PACKAGE LENGTH DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH,

                                                            PROTRUSION OR  GATE BURR.

                                                            3) PACKAGE WIDTH DOES NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH OR

                                                            PROTRUSION.

                                                            4) LEAD COPLANARITY (BOTTOM OF LEADS AFTER FORMING)

                                                            SHALL BE 0.10 MILLIMETERS MAX.

                                                            5) DRAWING CONFORMS TO JEDEC MO-293, VARIATION UAAD.

                                                            6) DRAWING IS NOT TO SCALE.

           RECOMMENDED LAND PATTERN

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