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ML4804

器件型号:ML4804
文件大小:2475.88KB,共10页
厂商名称:Micro Linear (Qorvo)
厂商官网:https://www.qorvo.com
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器件描述

power factor correction and pwm controller combo

ML4804器件文档内容

                                                                                                                                                            May 1999

                                                                                                                                                  PRELIMINARY

                                                                                                                                             ML4804

Power Factor Correction and PWM Controller Combo

GENERAL     DESCRIPTION                                                              FEATURES

The ML4804 is a controller for power factor corrected,                               s      Internally synchronized leading-edge modulated PFC

switched mode power supplies. Power Factor Correction                                       and trailing-edge modulated PWM in one IC

(PFC) allows the use of smaller, lower cost bulk

capacitors, reduces power line loading and stress on the                             s      TriFault DetectTM for UL1950 compliance and

switching FETs, and results in a power supply that fully                                    enhanced safety

complies with IEC1000-3-2 specification. Intended as a

BiCMOS enhancement of the industry-standard ML4824,                                  s      VCCOVP provides additonal PFC fault protection

the ML4804 includes circuits for the implementation of

leading edge, average current, “boost” type power factor                             s      Slew rate enhanced transconductance error amplifier

correction and a trailing edge, pulse width modulator                                       for ultra-fast PFC response

(PWM). It also includes a TriFault Detect™ function to

help ensure that no unsafe conditions will result from                               s      Low power: 200µA startup current, 5.5mA operating

single component failure in the PFC. 1A gate-drive                                          current

outputs minimize the need for external driver circuits.

Low power requirements improve efficiency and reduce                                 s      Low total harmonic distortion, high PF

component costs.

                                                                                     s      Reduces ripple current in the storage capacitor

An over voltage comparator shuts down the PFC section                                       between the PFC and PWM sections

in the event of a sudden decrease in load. The PFC

section also includes peak current limiting and input                                s      Average current, continuous boost leading edge PFC

voltage brownout protection. The PWM section can be

operated in current or voltage mode, at up to 250kHz,                                s      PWM configurable for current-mode or voltage mode

and includes an accurate 50% duty cycle limit to prevent                                    operation

transformer saturation.

                                                                                     s      Overvoltage and brown-out protection, UVLO, and soft

                                                                                            start

BLOCK DIAGRAM

                              16                         1                                                                        13

                        VEAO                       IEAO           POWER FACTOR CORRECTOR                                                VCC

                                                                                                      OVP           VCC

    VFB              VEA                                                  TRI-FAULT                                      17V                      VREF

15                -                  1.6kΩ     IEA          0.5V       +                              +                           7.5V                  14

                                            +                                           2.75V         -                           REFERENCE

    2.5V          +                                                    –

    IAC                                     -                                VCCOVP                                      S     Q

                                                                  VCC        +

2                                                                            –              -1V       +

    VRMS                      GAIN                                16.4V                                                  R     Q

4                         MODULATOR                         +                                         -

                                            1.6kΩ           -                                                                                PFC  OUT

    ISENSE                                                                                         PFC ILIMIT            S     Q                        12

3

    RAMP 1                                                                                                               R     Q

7                                                           OSCILLATOR

    RAMP 2                                                                           DUTY CYCLE

8                                                                                    LIMIT

    VDC                    1.25V               -

6                                           +                                                                                           PWM OUT

         VCC                                        -                                                                    S     Q                        11

                                                                  VFB     -  VIN OK

    SS            25µA                              +                                   1.0V       -

5                                                           2.45V         +                                              R     Q

                                                                                                   +     DC ILIMIT

    DC ILIMIT        VREF

9                                                                                                              VCC       UVLO

                                                                  PULSE WIDTH MODULATOR

                                                                                                                                                            1
ML4804

PIN  CONFIGURATION

                                                      ML4804

                                                 16-Pin PDIP (P16)

                                         16-Pin Narrow SOIC (S16N)

                                             IEAO     1    16    VEAO

                                                 IAC  2    15    VFB

                                             ISENSE   3    14    VREF

                                             VRMS     4    13    VCC

                                                 SS   5    12    PFC OUT

                                             VDC      6    11    PWM OUT

                                         RAMP 1       7    10    GND

                                         RAMP 2       8    9     DC ILIMIT

                                                      TOP  VIEW

PIN  DESCRIPTION

PIN  NAME    FUNCTION                                      PIN         NAME       FUNCTION

1    IEAO    Slew rate enhanced PFC                        9           DC ILIMIT  PWM cycle-by-cycle current

             transconductance error amplifier output                              limit comparator input

2    IAC     PFC AC line reference input to Gain                 10    GND        Ground

             Modulator

                                                                 11    PWM OUT    PWM driver output

3    ISENSE  Current sense input to the PFC Gain

             Modulator                                           12    PFC OUT    PFC driver output

4    VRMS    PFC Gain Modulator RMS line voltage                 13    VCC        Positive supply

             compensation input

                                                                 14    VREF       Buffered output for the internal

5    SS      Connection point for the PWM soft start                              7.5V reference

             capacitor

                                                                 15    VFB        PFC transconductance voltage

6    VDC     PWM voltage feedback input                                           error amplifier input

7    RAMP 1  Oscillator timing node; timing set                  16    VEAO       PFC transconductance voltage

             by RTCT                                                              error amplifier output

8    RAMP 2  When in current mode, this pin

             functions as the current sense input;

             when in voltage mode, it is the PWM

             modulation ramp input.

2
                                                                                                                                               ML4804

ABSOLUTE    MAXIMUM                 RATINGS

Absolute maximum ratings are those values beyond which                                                   Junction Temperature .............................................. 150°C

the device could be permanently damaged. Absolute                                                        Storage Temperature Range ...................... -65°C to 150°C

maximum ratings are stress ratings only and functional                                                   Lead Temperature (Soldering, 10 sec) ..................... 260°C

device operation is not implied.                                                                         Thermal Resistance (θJA)

                                                                                                         Plastic DIP .......................................................... 80°C/W

VCC ............................................................................................... 18V  Plastic SOIC ...................................................... 105°C/W

ISENSE Voltage ............................................... -5V to 0.7V                               OPERATING          CONDITIONS

Voltage on Any Other Pin .... GND - 0.3V to VCCZ + 0.3V

IREF ............................................................................................ 10mA

IAC Input Current .................................................... 10mA                              Temperature Range

Peak PFC OUT Current, Source or Sink ....................... 1A                                          ML4804CX .................................................... 0°C to 70°C

Peak PWM OUT Current, Source or Sink ..................... 1A                                            ML4804IX .................................................. -40°C to 85°C

PFC OUT, PWM OUT Energy Per Cycle .................. 1.5µJ

ELECTRICAL          CHARACTERISTICS

Unless otherwise specified, VCC = 15V,  RT  =  52.3kΩ, CT = 470pF, TA = Operating Temperature                                            Range (Note 1)

SYMBOL                  PARAMETER                                                                        CONDITIONS                MIN   TYP   MAX       UNITS

VOLTAGE ERROR AMPLIFIER

        Input Voltage Range                                                                                                        0           5         V

        Transconductance                           VNON INV = VINV, VEAO = 3.75V                                                   30    65    90        µ  Ω

        Feedback Reference Voltage                                                                                                 2.43  2.5   2.57      V

        Input Bias Current                         Note 2                                                                                -0.5  -1.0      µA

        Output High Voltage                                                                                                        6.0   6.7             V

        Output Low Voltage                                                                                                               0.1   0.4       V

        Source Current                             VIN = 2.5V ± 0.5V, VOUT = 6V                                                    -40   -140            µA

        Sink Current                               VIN = 2.5V ± 0.5V , VOUT = 1.5V                                                 40    140             µA

        Open Loop Gain                                                                                                             50    60              dB

        Power Supply Rejection Ratio               11V < VCC < 16.5V                                                               50    60              dB

CURRENT ERROR AMPLIFIER

        Input Voltage Range                                                                                                        -1.5        2         V

        Transconductance                           VNON INV = VINV, VEAO = 3.75V                                                   50    100   150       µ  Ω

        Input Offset Voltage                                                                                                       0     4     15        mV

        Input Bias Current                                                                                                               -0.5  -1.0      µA

        Output High Voltage                                                                                                        6.0   6.7             V

        Output Low Voltage                                                                                                               0.65  1.0       V

        Source Current                             VIN = ±0.5V, VOUT = 6V                                                          -40   -104            µA

        Sink Current                               VIN = ±0.5V, VOUT = 1.5V                                                        40    160             µA

        Open Loop Gain                                                                                                             60    70              dB

        Power Supply Rejection Ratio               11V < VCC < 16.5V                                                               60    75              dB

OVP COMPARATOR

        Threshold Voltage                                                                                                          2.65  2.75  2.85      V

        Hysteresis                                                                                                                       250   325       mV

                                                                                                                                                                                        3
ML4804

ELECTRICAL          CHARACTERISTICS

SYMBOL                   PARAMETER                             CONDITIONS                MIN   TYP   MAX   UNITS

TRI-FAULT DETECT

        Fault Detect HIGH                                                                2.65  2.75  2.85  V

        Time to Fault Detect HIGH                   VFB  =  VFAULT  DETECT  LOW                2     4     ms

                                                    to VFB =OPEN; 470pF from VFB to GND

        Fault Detect LOW                                                                 0.4   0.5   0.6   V

VCCOVP COMPARATOR

        Threshold Voltage                           TA = Operation Temp Range                  16.4        V

        Hysteresis                                  TA = Operation Temp Range            1.7   2.0   2.3   V

PFC ILIMIT COMPARATOR

        Threshold Voltage                                                                -0.9  -1.0  -1.1  V

        (PFC ILIMIT VTH - Gain  Modulator  Output)                                       120   220         mV

        Delay to Output                                                                        150   300   ns

DC ILIMIT COMPARATOR

        Threshold Voltage                                                                0.95  1.0   1.05  V

        Input Bias Current                                                                     ±0.3  ±1    µA

        Delay to Output                                                                        150   300   ns

VIN OK COMPARATOR

        Threshold Voltage                                                                2.35  2.45  2.55  V

        Hysteresis                                                                       0.8   1.0   1.2   V

GAIN MODULATOR

        Gain (Note 3)                               IAC = 100µA, VRMS = VFB = 0V         0.60  0.80  1.05

                                                    IAC = 50µA, VRMS = 1.2V, VFB = 0V    1.8   2.0   2.40

                                                    IAC = 50µA, VRMS = 1.8V, VFB = 0V    0.85  1.0   1.25

                                                    IAC = 100µA, VRMS = 3.3V, VFB = 0V   0.20  0.30  0.40

        Bandwidth                                   IAC = 100µA                                10          MHz

        Output Voltage                              IAC = 350µA, VRMS = 1V,              0.60  0.75  0.9   V

                                                    VFB = 0V

OSCILLATOR

        Initial Accuracy                            TA = 25°C                            71    76    81    kHz

        Voltage Stability                           11V < VCC < 16.5V                          1           %

        Temperature Stability                                                                  2           %

        Total Variation                             Line, Temp                           68          84    kHz

        Ramp Valley to Peak Voltage                                                            2.5         V

        PFC Dead Time                                                                    170   250   330   ns

        CT Discharge Current                        VRAMP 2 = 0V, VRAMP 1 = 2.5V         3.5   5.5   7.5   mA

4
                                                                                                                               ML4804

ELECTRICAL                CHARACTERISTICS

SYMBOL                      PARAMETER                                            CONDITIONS                  MIN         TYP   MAX   UNITS

REFERENCE

           Output Voltage                   TA = 25°C, I(VREF) = 1mA                                         7.4         7.5   7.6   V

           Line Regulation                  11V < VCC < 16.5V                                                            10    25    mV

           Load Regulation                  0mA < I(VREF) < 10mA;                                                        10    20    mV

                                            TA = 0ºC to 70ºC

                                            0mA
                                            TA = –40ºC to 85ºC

           Temperature Stability                                                                                         0.4         %

           Total Variation                  Line, Load, Temp                                                 7.35              7.65  V

           Long Term Stability              TJ = 125°C, 1000 Hours                                                       5     25    mV

PFC

           Minimum Duty Cycle               VIEAO > 4.0V                                                                       0     %

           Maximum Duty Cycle               VIEAO < 1.2V                                                     90          95          %

           Output Low Voltage               IOUT = -20mA                                                                 0.4   0.8   V

                                            IOUT = -100mA                                                                0.7   2.0   V

                                            IOUT = 10mA, VCC                                    =  9V                    0.4   0.8   V

           Output High Voltage              IOUT = 20mA                                                      VCC – 0.8V              V

                                            IOUT = 100mA                                                     VCC - 2V                V

           Rise/Fall Time                   CL = 1000pF                                                                  50          ns

PWM

           Duty Cycle Range                                                                                  0-44        0-47  0-49  %

           Output Low Voltage               IOUT = -20mA                                                                 0.4   0.8   V

                                            IOUT = -100mA                                                                0.7   2.0   V

                                            IOUT = 10mA, VCC                                    =  9V                    0.4   0.8   V

           Output High Voltage              IOUT = 20mA                                                      VCC – 0.8V              V

                                            IOUT = 100mA                                                     VCC - 2V                V

           Rise/Fall Time                   CL = 1000pF                                                                  50          ns

SUPPLY

           Start-up Current                 VCC = 12V, CL = 0                                                            200   350   µA

           Operating Current                14V, CL = 0                                                                  5.5   7     mA

           Undervoltage Lockout Threshold                                                                    12.4        13    13.6  V

           Undervoltage Lockout Hysteresis  (Note 4)                                                         2.5         2.8   3.1   V

Note  1: Limits are guaranteed by 100% testing, sampling, or correlation with worst-case  test  conditions.

Note  2: Includes all bias currents to other circuits connected to the VFB pin.

Note  3: Gain = K x 5.3V; K = (IGAINMOD - IOFFSET) x [IAC (VEAO - 0.625)]-1; VEAOMAX=5V.

Note  4: UVLO Hysteresis

                                                                                                                                         5
ML4804

TYPICAL                    PERFORMANCE  CHARACTERISTICS

                                                          180

                                                          160

                                        )                 140

                                        Ω
                                        (µ

                                        TRANSCONDUCTANCE  120

                                                          100

                                                          80

                                                          60

                                                          40

                                                          20

                                                          0

                                                               0       1     2           3                                4         5

                                                                                VFB (V)

                              Voltage Error                       Amplifier  (VEA) Transconductance                                    (gm)

                     180                                                                                                  540

                     160                                                                    (K)                           480

   )                 140                                                                    VARIABLE GAIN BLOCK CONSTANT
   Ω
                                                                                                                          420
   (µ

   TRANSCONDUCTANCE  120

                                                                                                                          300

                     100

                                                                                                                          240

                     80

                     60                                                                                                   180

                     40                                                                                                   120

                     20                                                                                                      60

                     0                                                                                                       0

                     –500  0                                      500                                                            0     1        2        3   4      5

                           IEA INPUT VOLTAGE (mV)                                                                                               VRMS(V)

                                                                                            Gain                                 Modulator Transfer Characteristic  (K)

   Current Error Amplifier (IEA) Transconductance (gm)                                                                              b g K =

                                                                                                                                          IGAINMOD – 84µA
                                                                                                                                       a f IAC
                                                                                                                                             ×  5V – 0.625V

6
                                                                                                                ML4804

FUNCTIONAL   DESCRIPTION

The ML4804 consists of an average current controlled,         output voltage of the boost converter must be set higher

continuous boost Power Factor Corrector (PFC) front end       than the peak value of the line voltage. A commonly

and a synchronized Pulse Width Modulator (PWM) back           used value is 385VDC, to allow for a high line of

end. The PWM can be used in either current or voltage         270VACrms. The other condition is that the current drawn

mode. In voltage mode, feedforward from the PFC output        from the line at any given instant must be proportional to

buss can be used to improve the PWM’s line regulation. In     the line voltage. Establishing a suitable voltage control

either mode, the PWM stage uses conventional trailing-        loop for the converter, which in turn drives a current error

edge duty cycle modulation, while the PFC uses leading-       amplifier and switching output driver satisfies the first of

edge modulation. This patented leading/trailing edge          these requirements. The second requirement is met by

modulation technique results in a higher useable PFC          using the rectified AC line voltage to modulate the output

error amplifier bandwidth, and can significantly reduce       of the voltage control loop. Such modulation causes the

the size of the PFC DC buss capacitor.                        current error amplifier to command a power stage current

                                                              that varies directly with the input voltage. In order to

The synchronization of the PWM with the PFC simplifies        prevent ripple, which will necessarily appear at the

the PWM compensation due to the controlled ripple on          output of the boost circuit (typically about 10VAC on a

the PFC output capacitor (the PWM input capacitor). The       385V DC level), from introducing distortion back through

PWM section of the ML4804 runs at the same frequency          the voltage error amplifier, the bandwidth of the voltage

as the PFC.                                                   loop is deliberately kept low. A final refinement is to

                                                              adjust the overall gain of the PFC such to be proportional

In addition to power factor correction, a number of           to 1/VIN2, which linearizes the transfer function of the

protection features have been built into the ML4804.          system as the AC input voltage varies.

These include soft-start, PFC over-voltage protection, peak

current limiting, brownout protection, duty cycle limiting,   Since the boost converter topology in the ML4804 PFC is

and under-voltage lockout.                                    of the current-averaging type, no slope compensation is

                                                              required.

POWER FACTOR CORRECTION

                                                              PFC SECTION

Power factor correction makes a non-linear load look like

a resistive load to the AC line. For a resistor, the current  Gain Modulator

drawn from the line is in phase with and proportional to

the line voltage, so the power factor is unity (one). A       Figure 1 shows a block diagram of the PFC section of the

common class of non-linear load is the input of most          ML4804. The gain modulator is the heart of the PFC, as it

power supplies, which use a bridge rectifier and              is this circuit block which controls the response of the

capacitive input filter fed from the line. The peak-          current loop to line voltage waveform and frequency, rms

charging effect, which occurs on the input filter capacitor   line voltage, and PFC output voltage. There are three

in these supplies, causes brief high-amplitude pulses of      inputs to the gain modulator. These are:

current to flow from the power line, rather than a

sinusoidal current in-phase with the line voltage. Such       1) A current representing the instantaneous input voltage

supplies present a power factor to the line of less than one      (amplitude and waveshape) to the PFC. The rectified

(i.e. they cause significant current harmonics of the power       AC input sine wave is converted to a proportional

line frequency to appear at their input). If the input            current via a resistor and is then fed into the gain

current drawn by such a supply (or any other non-linear           modulator at IAC. Sampling current in this way

load) can be made to follow the input voltage in                  minimizes ground noise, as is required in high power

instantaneous amplitude, it will appear resistive to the AC       switching power conversion environments. The gain

line and a unity power factor will be achieved.                   modulator responds linearly to this current.

To hold the input current draw of a device drawing power      2)  A voltage proportional to the long-term RMS AC line

from the AC line in phase with and proportional to the            voltage, derived from the rectified line voltage after

input voltage, a way must be found to prevent that device         scaling and filtering. This signal is presented to the gain

from loading the line except in proportion to the                 modulator at VRMS. The gain modulator’s output is

instantaneous line voltage. The PFC section of the                inversely proportional to VRMS2 (except at unusually

ML4804 uses a boost-mode DC-DC converter to                       low values of VRMS where special gain contouring

accomplish this. The input to the converter is the full           takes over, to limit power dissipation of the circuit

wave rectified AC line voltage. No bulk filtering is              components under heavy brownout conditions). The

applied following the bridge rectifier, so the input voltage      relationship between VRMS and gain is called K, and is

to the boost converter ranges (at twice line frequency)           illustrated in the Typical Performance Characteristics.

from zero volts to the peak value of the AC input and

back to zero. By forcing the boost converter to meet two      3) The output of the voltage error amplifier, VEAO. The

simultaneous conditions, it is possible to ensure that the        gain modulator responds linearly to variations in this

current drawn from the power line is proportional to the          voltage.

input line voltage. One of these conditions is that the

                                                                                                                               7
ML4804

FUNCTIONAL               DESCRIPTION                  (Continued)

The output of the gain modulator is a current signal, in the                  boost diode. As stated above, the inverting input of the

form of a full wave rectified sinusoid at twice the line                      current error amplifier is a virtual ground. Given this fact,

frequency. This current is applied to the virtual-ground                      and the arrangement of the duty cycle modulator

(negative) input of the current error amplifier. In this way                  polarities internal to the PFC, an increase in positive

the gain modulator forms the reference for the current                        current from the gain modulator will cause the output

error loop, and ultimately controls the instantaneous                         stage to increase its duty cycle until the voltage on

current draw of the PFC from the power line. The general                      ISENSE is adequately negative to cancel this increased

form for the output of the gain modulator is:                                 current. Similarly, if the gain modulator’s output

                  IAC × VEAO                                                  decreases, the output duty cycle will decrease, to

   IGAINMOD    =       VRMS2  × 1V                                 (1)        achieve a less negative voltage on the ISENSE pin.

                                                                              Cycle-By-Cycle Current Limiter

More exactly, the output current of the gain modulator is

given by:                                                                     The ISENSE pin, as well as being a part of the current

                                                                              feedback loop, is a direct input to the cycle-by-cycle

   IGAINMOD = K × (VEAO − 0.625V) × IAC                                       current limiter for the PFC section. Should the input

                                                                              voltage at this pin ever be more negative than -1V, the

where K is in units of V-1.                                                   output of the PFC will be disabled until the protection

                                                                              flip-flop is reset by the clock pulse at the start of the next

Note that the output current of the gain modulator is                         PFC power cycle.

limited to 500µA.

                                                                              TriFault DetectTM

Current Error Amplifier

                                                                              To improve power supply reliability, reduce system

The current error amplifier’s output controls the PFC duty                    component count, and simplify compliance to UL 1950

cycle to keep the average current through the boost                           safety standards, the ML4800 (ML4804) includes TriFault

inductor a linear function of the line voltage. At the                        Detect. This feature monitors VFB (Pin 15) for certain PFC

inverting input to the current error amplifier, the output                    fault conditions.

current of the gain modulator is summed with a current

which results from a negative voltage being impressed                         In the case of a feedback path failure, the output of the

upon the ISENSE pin. The negative voltage on ISENSE                           PFC could go out of safe operating limits. With such a

represents the sum of all currents flowing in the PFC                         failure, VFB will go outside of its normal operating area.

circuit, and is typically derived from a current sense                        Should VFB go too low, too high, or open, TriFault Detect

resistor in series with the negative terminal of the input                    senses the error and terminates the PFC output drive.

bridge rectifier. In higher power applications, two current

transformers are sometimes used, one to monitor the ID of                     TriFault detect is an entirely internal circuit. It requires no

the boost MOSFET(s) and one to monitor the IF of the                          external components to serve its protective function.

                        16                         1

                  VEAO                       IEAO

                                                                                       OVP

                                                                                       +

                                                                   TRI-FAULT    2.75V  –

                                                      0.5V     +

                                                               –

                                                                        VCCOVP

       VFB        VEA                                       VCC         +

   15          –              1.6kΩ     IEA                 16.4V       –

                                     +

       2.5V    +                                      +

       IAC                           –                                                                        S  Q

                                                      –

   2                                                                            –1V    +

       VRMS             GAIN                                                                                  R  Q

   4                   MODULATOR                                                       –

                                     1.6kΩ                                                                                        PFC OUT

       ISENSE                                                                          PFC ILIMIT             S  Q                         12

   3

       RAMP 1                                                                                                 R  Q

   7                                               OSCILLATOR

                                                   Figure 1. PFC Section Block Diagram

8
                                                                                                        ML4804

FUNCTIONAL               DESCRIPTION         (Continued)

Overvoltage Protection                                          that the voltage from the bootstrap winding must equal

                                                                15.8V during regular circuit operation, and will increase

The OVP comparator serves to protect the power circuit          to 17.2V at the point of VCCOVP shutdown. Then the

from being subjected to excessive voltages if the load          output voltage from the PFC will have increased from a

should suddenly change. A resistor divider from the high        noninal VBUSS of 385VDC to (17.2/15.8) x 385V =

voltage DC output of the PFC is fed to VFB. When the            419VDC. When VBUSS reaches 419V, the PFC will shut

voltage on VFB exceeds 2.75V, the PFC output driver is          off, thereby protecting the output (BUSS) capacitor and

shut down. The PWM section will continue to operate. The        the semiconductors in both the PFC and PWM stages.

OVP comparator has 250mV of hysteresis, and the PFC

will not restart until the voltage at VFB drops below 2.50V.    To assure reasonable headroom in which to operate this

The VFB should be set at a level where the active and           device, VCCOVP tracks with UVLO. The VCCOVP

passive external power components and the ML4804 are            threshold is always at least 2V above that of the UVLO.

within their safe operating voltages, but not so low as to

interfere with the boost voltage regulation loop.               To assure reliable operation of the ML4804, VCC must be

                                                                operated from a bootstrap winding on the PFC’s inductor,

VCCOVP                                                          or from an external power supply whose output is

                                                                regulated to 15.0V (nominal). In the case of a regulated

The VCCOVP feature of the ML4804 works along with the           power supply powering the ML4804, the VCCOVP function
TriFaultTM Detect as a redundant PFC buss voltage limiter,
                                                                will be rendered non-operational.

to prevent a damaged and broken connection or

component from causing an unsafe fault condition.               Error Amplifier Compensation

VCCOVP assumes that VCC is generated from a bootstrap           The PWM loading of the PFC can be modeled as a

winding on the PFC boost inductor, or by some other             negative resistor; an increase in input voltage to the PWM

means whereby VCC is proportional to VBUSS. If the              causes a decrease in the input current. This response

proportionality is exact, then a nominal VBUSS of 385V at       dictates the proper compensation of the PFC's two

VCC = 15.0V will cause the VCCOVP comparator to shut            transconductance error amplifiers. Figure 2 shows the

the PFC down when VBUSS = [(16.4/15.0) x 385V] = 444V.          types of compensation networks most commonly used for

The PFC will then remain in the shutdown state until VCC        the voltage and current error amplifiers, along with their

declines to 13.0V, at which time the PFC will restart. If       respective return points. The current loop compensation is

the PFC VCC again encounters an over voltage condition,         returned to VREF to produce a soft-start characteristic on

the protection cycle will repeat. Note that the PWM stage       the PFC: as the reference voltage comes up from zero

of the ML4804 remains operational even when the PFC             volts, it creates a differentiated voltage on IEAO which

goes into VCCOVP shutdown.                                      prevents the PFC from immediately demanding a full duty

                                                                cycle on its boost converter.

For  a real-world example, assume that the bootstrap

supply is derived from a conventional boost inductor            There are two major concerns when compensating the

winding and rectified using Shottky diodes. Then it follows

                                             VREF

PFC                                                                        VBIAS

OUTPUT                       16                    1

                       VEAO            IEAO                                RBIAS

            VFB     VEA

        15          –                  IEA

                                    +                                      VCC                 0.22µF

            2.5V    +                                 +                                        CERAMIC  15V

            IAC                     –                                      ML4804                       ZENER

                                                      –

        2

            VRMS             GAIN                                          GND

        4                MODULATOR

            ISENSE

        3

Figure 2. Compensation Network Connections            for  the

            Voltage and Current Error Amplifiers                Figure 3.  External Component Connections          to  VCC

                                                                                                                            9
ML4804

FUNCTIONAL                DESCRIPTION            (Continued)

voltage loop error amplifier; stability and transient             at VREF = 7.5V:

response. Optimizing interaction between transient

response and stability requires that the error amplifier’s        tRAMP = CT × RT × 0.51

open-loop crossover frequency should be 1/2 that of the

line frequency, or 23Hz for a 47Hz line (lowest                   The deadtime of the oscillator may be determined using:

anticipated international power frequency). The gain vs.

input voltage of the ML4804’s voltage error amplifier has         tDEADTIME   =      2.5V  ×  CT  =  450  ×  CT                (4)

a specially shaped nonlinearity such that under steady-                            5.5mA

state operating conditions the transconductance of the

error amplifier is at a local minimum. Rapid perturbations        The deadtime is so small (tRAMP >> tDEADTIME) that the

in line or load conditions will cause the input to the            operating frequency can typically be approximated by:

voltage error amplifier (VFB) to deviate from its 2.5V                        1

(nominal) value. If this happens, the transconductance of         fOSC     =                                                   (5)

the voltage error amplifier will increase significantly, as                   tRAMP

shown in the Typical Performance Characteristics. This

raises the gain-bandwidth product of the voltage loop,            EXAMPLE:

resulting in a much more rapid voltage loop response to           For the application circuit shown in the data sheet, with

such perturbations than would occur with a conventional           the oscillator running at:

linear gain characteristic.                                                                   1

The current amplifier compensation is similar to that of          fOSC     =  100kHz  =    tRAMP

the voltage error amplifier with the exception of the

choice of crossover frequency. The crossover frequency of         Solving for RT x CT yields 1.96 x 10-4. Selecting

the current amplifier should be at least 10 times that of         standard components values, CT = 390pF, and RT =

the voltage amplifier, to prevent interaction with the            51.1kΩ.

voltage loop. It should also be limited to less than 1/6th

that of the switching frequency, e.g. 16.7kHz for a               The deadtime of the oscillator adds to the Maximum

100kHz switching frequency.                                       PWM Duty Cycle (it is an input to the Duty Cycle

                                                                  Limiter). With zero oscillator deadtime, the Maximum

There is a modest degree of gain contouring applied to the        PWM Duty Cycle is typically 45%. In many applications,

transfer characteristic of the current error amplifier, to        care should be taken that CT not be made so large as to

increase its speed of response to current-loop                    extend the Maximum Duty Cycle beyond 50%. This can

perturbations. However, the boost inductor will usually be        be accomplished by using a stable 390pF capacitor for CT.

the dominant factor in overall current loop response.

Therefore, this contouring is significantly less marked than      PWM SECTION

that of the voltage error amplifier. This is illustrated in the

Typical Performance Characteristics.                              Pulse Width Modulator

For more information on compensating the current and              The PWM section of the ML4804 is straightforward, but

voltage control loops, see Application Notes 33 and 34.           there are several points which should be noted. Foremost

Application Note 16 also contains valuable information            among these is its inherent synchronization to the PFC

for the design of this class of PFC.                              section of the device, from which it also derives its basic

                                                                  timing. The PWM is capable of current-mode or voltage

Oscillator (RAMP 1)                                               mode operation. In current-mode applications, the PWM

                                                                  ramp (RAMP 2) is usually derived directly from a current

The oscillator frequency is determined by the values of RT        sensing resistor or current transformer in the primary of the

and CT, which determine the ramp and off-time of the              output stage, and is thereby representative of the current

oscillator output clock:                                          flowing in the converter’s output stage. DC ILIMIT, which

                                                                  provides cycle-by-cycle current limiting, is typically

    fOSC  =          1                                            connected to RAMP 2 in such applications. For voltage-

             tRAMP  + tDEADTIME                              (2)  mode operation or certain specialized applications,

                                                                  RAMP 2 can be connected to a separate RC timing

The deadtime of the oscillator is derived from the                network to generate a voltage ramp against which VDC

following equation:                                               will be compared. Under these conditions, the use of

    FHG IKJ tRAMP                                                 voltage feedforward from the PFC buss can assist in line

             = CT  × RT  × In  VREF − 1.25                        regulation accuracy and response. As in current mode

                               VREF − 3.75                   (3)  operation, the DC ILIMIT input would is used for output

                                                                  stage overcurrent protection.

10
                                                                                                                          ML4804

FUNCTIONAL         DESCRIPTION                   (Continued)

No voltage error amplifier is included in the PWM stage                     feedforward from the PFC output buss is an excellent way

of the ML4804, as this function is generally performed on                   to derive the timing ramp for the PWM stage.

the output side of the PWM’s isolation boundary. To

facilitate the design of optocoupler feedback circuitry, an                 Soft Start

offset has been built into the PWM’s RAMP 2 input which

allows VDC to command a zero percent duty cycle for                         Start-up of the PWM is controlled by the selection of the

input voltages below 1.25V.                                                 external capacitor at SS. A current source of 25µA

                                                                            supplies the charging current for the capacitor, and start-

PWM Current Limit                                                           up of the PWM begins at 1.25V. Start-up delay can be

                                                                            programmed by the following equation:

The DC ILIMIT pin is a direct input to the cycle-by-cycle                                             25µA

current limiter for the PWM section. Should the input                             CSS  =  t DELAY  ×                                     (6)

voltage at this pin ever exceed 1V, the output of the PWM                                             1.25V

will be disabled until the output flip-flop is reset by the

clock pulse at the start of the next PWM power cycle.                       where CSS is the required soft start capacitance, and

                                                                            tDELAY is the desired start-up delay.

VIN OK Comparator

                                                                            It is important that the time constant of the PWM soft-start

The VIN OK comparator monitors the DC output of the                         allow the PFC time to generate sufficient output power for

PFC and inhibits the PWM if this voltage on VFB is less                     the PWM section. The PWM start-up delay should be at

than its nominal 2.45V. Once this voltage reaches 2.45V,                    least 5ms.

which corresponds to the PFC output capacitor being

charged to its rated boost voltage, the soft-start begins.                  Solving for the minimum value of CSS:

PWM Control (RAMP 2)                                                              CSS  =  5ms   ×  25µA   = 100nF                     (6a)

When the PWM section is used in current mode, RAMP 2                                               1.25V

is generally used as the sampling point for a voltage                       Generating VCC

representing the current in the primary of the PWM’s

output transformer, derived either by a current sensing                     The ML4804 is a voltage-fed part. It requires an external

resistor or a current transformer. In voltage mode, it is the               15V, ±10% (or better) shunt voltage regulator, or some

input for a ramp voltage generated by a second set of                       other VCC regulator, to regulate the voltage supplied to

timing components (RRAMP2, CRAMP2), that will have a                        the part at 15V nominal. This allows low power dissipation

minimum value of zero volts and should have a peak                          while at the same time delivering 13V nominal gate drive

value of approximately 5V. In voltage mode operation,                       at the PWM OUT and PFC OUT outputs. If using a Zener

                                 L1           SW2     I2     I3

                             +   I1                          I4

                                VIN

                             DC               SW1                      RL

                                                       C1

                                                                                          RAMP

                                                                                          VEAO

                                 REF  +–EAU3

                                                                    DFF                                      TIME

                                      RAMP    +                  R       Q                VSW1

                                 OSC          –   U1             D U2

                                      CLK                                Q

                                 U4                                 CLK

                                                                                                             TIME

                                      Figure  4.   Typical   Trailing       Edge  Control Scheme

                                                                                                                                         11
ML4804

FUNCTIONAL                   DESCRIPTION           (Continued)

diode for this function, it is important to limit the current                turn on right after the trailing edge of the system clock.

through the Zener to avoid overheating or destroying it.                     The error amplifier output voltage is then compared with

This can be easily done with a single resistor in series                     the modulating ramp. When the modulating ramp reaches

with the Vcc pin, returned to a bias supply of typically                     the level of the error amplifier output voltage, the switch

18V to 20V. The resistor’s value must be chosen to meet                      will be turned OFF. When the switch is ON, the inductor

the operating current requirement of the ML4804 itself                       current will ramp up. The effective duty cycle of the

(8.5mA, max.) plus the current required by the two gate                      trailing edge modulation is determined during the ON

driver outputs.                                                              time of the switch. Figure 4 shows a typical trailing edge

                                                                             control scheme.

EXAMPLE:

With a VBIAS of 20V, a VCC of 15V and the ML4804                             In the case of leading edge modulation, the switch is

driving a total gate charge of 90nC at 100kHz (e.g., 1                       turned OFF right at the leading edge of the system clock.

IRF840 MOSFET and 2 IRF820 MOSFETs), the gate driver                         When the modulating ramp reaches the level of the error

current required is:                                                         amplifier output voltage, the switch will be turned ON.

                                                                             The effective duty-cycle of the leading edge modulation

    IGATEDRIVE = 100kHz × 90nC = 9mA                            (7)          is determined during the OFF time of the switch. Figure 5

              VBIAS − VCC                                                    shows a leading edge control scheme.

    RBIAS  =  ICC + IG + Iz                                     (8)          One of the advantages of this control technique is that it

                                                                             requires only one system clock. Switch 1 (SW1) turns off

    RBIAS  =     20V − 15V           =  250Ω                                 and switch 2 (SW2) turns on at the same instant to

              6mA + 9mA + 5mAIz                                              minimize the momentary “no-load” period, thus lowering

                                                                             ripple voltage generated by the switching action. With

Choose RBIAS < 240Ω                                                          such synchronized switching, the ripple voltage of the

                                                                             first stage is reduced. Calculation and evaluation have

The ML4804 should be locally bypassed with a 1.0µF                           shown that the 120Hz component of the PFC’s output

ceramic capacitor. In most applications, an electrolytic                     ripple voltage can be reduced by as much as 30% using

capacitor of between 47µF and 220µF is also required                         this method.

across the part, both for filtering and as part of the start-up

bootstrap circuitry.                                                         TYPICAL         APPLICATIONS

LEADING/TRAILING                      MODULATION                             Figure 6 is the application circuit for a complete 100W

                                                                             power factor corrected power supply, designed using the

Conventional Pulse Width Modulation (PWM) techniques                         methods and general topology detailed in Application

employ trailing edge modulation in which the switch will                     Note 33.

                                 L1             SW2     I2  I3

                             +   I1                         I4

                                VIN

                             DC                 SW1                  RL

                                                        C1

                                                                                       RAMP

                                                                                           VEAO

                                 REF    +–EAU3  VEAO

                                                                    DFF                            TIME

                                                +  CMP                                 VSW1

                                        RAMP    –                R        Q

                                 OSC               U1            D U2

                                        CLK                               Q

                                 U4                                  CLK

                                                                                                   TIME

                                        Figure 5.      Typical  Leading      Edge  Control Scheme

12
                                                                                                                             D1

    Figure                                                                                                                   8A

                                  F1                                                                  L1A                  HFA08TB60                                                                                               VBUSS

                        3.15A

                                                                    BR1                             Q1G

                                            C1                      4A, 600V                                                          C4       C5                         Q2G      R19

    6.                  AC INPUT            0.47µF                  KBL06           R27                                               4.7nF    100µF                               33Ω

                        85 TO 260V                                                  82kΩ                                    Q1                             R13                                         Q2

    100W Power                                                                R1                                                                      383kΩ

                                                                         357kΩ                                                                                  C25                 R24

                                                                                                    R20                                                         0.1µF               10kΩ

                                                                                                    22Ω                                                                                                      D5

                                                                                    R9                                                                          T1B                                          600V

                        ISENSE                                                      249kΩ                                             IN5820               R14                           D7                                                                                            12V

                                                                                                                                                      383kΩ                              16V

                                                                              R2                         D2                                                                                                         T2       D11A         L2                 L3

                                                                         357kΩ                                                     0.22µF             L1B                                                                                                                               12V,  100W

    Factor                                                                                                             C26

                                                      R8                                                 D3

                                      R6        R7    1.2Ω                                                                                                                         Q3G

                        R5                      1.2Ω                                                                               0.22µF                                     R18                                            D11B         C24           C21  C32          C30

                                      1.2Ω                                                                 D12                        IN5820                                  33Ω                                                  0.47µF           1500µF   0.47µF  1000µF

                        1.2Ω                                                                                                                                                                       Q3               D6

    Corrected Power                                                                                        16V

                                                                    C3        R3    R10                                                                                   C20                                       600V

                                                             0.22µF      100kΩ      249kΩ                                                                                 0.47µF

                                                                                                                                                                          R17                                PWM                                   R29                            R34

                                                                                                                                                                          3Ω                                ILIMIT                             1.2kΩ                              240Ω

                                                                                                                   R38                                                                   R21           R22

                                                                                                                51.1kΩ                                                                   2.2Ω          2.2Ω

                                                                                                              R16  10kΩ                                                T1A                                                                                                R32

                                                                                                                                                                                   R23                                                             R30       C22          8.66kΩ

    Supply,                                                  C2               R4                                             C7    150pF                                           220Ω                                                        1.5kΩ         10µF

                                                                                                                                                                                             R37 1kΩ

                                                            0.47µF       13.2kΩ

                                                R39                                                           R12  68.1k     C6    1.5nF                                                                            Q4

                                                33Ω                                                                                                                                            D4

    Designed                                                                                                                                                                                   5.1V                     R25                    U2

                                                                                                                           ML4804                                                                                   10kΩ                                     R44

                                                                                                                1  IEAO            VDC     16                                                                                                                10kΩ

                                                                                                                2           U1             15                   VFB                 VCC        REF

                                                                                                                   IAC             VFB                                                                                                        R40

                                                                                                                3  ISENSE          VREF    14                                                                                                 470Ω

    Using Micro                                                                                                                                                                                              R11        R26

                                                                                                                4  VRMS            VCC     13                                                                412kΩ  10kΩ

                                            RT/CT                                                               5  SS           PFC OUT    12                                                                                                                R31

                                                                                                                6                          11                                                                                J8                              10kΩ

                                                                                                                   VDC       PWM OUT                                                    C15    C13           C8     C9

                                                                                                                7  RTCT            GND     10                        C31                1.0µF  0.22µF        150nF  15nF           C10

                                                                                                                8                          9               D8   330pF          D10                                                 10µF

                                                      D14                                                          RAMP 1        RAMP 2                                                                                                                      C23

    Linear Application                                1N914                                                                                                     R15                                                                                          10nF

                                                                           C19                 C18                                                              4.99kΩ                                                                        VDC

                                                      D13                  0.22µF              390pF                                                                                                                                               U3

                                                      1N914                                                                                                                                                                                   TL431C

                                                                                                         C11                                                                                                                                                         R33          12V RET

                                                                                                                                               C28                                                                                                           2.26kΩ

                                                      D15                                                220pF                                 220pF

                                                      1N914                                                                                                                                                               PRI GND                                                 12V

                                                                                                                                                                                                                                                                                  RETURN

                        NOTE:               D8, D10; IN5818

    Note 33                                 D3, D5, D6, D12; BYV26C

                                            D11; MBR2545CT                                                                                                                                                                                                                                          ML4804

                                            L1; 3MHz

                                            L2; PREMIER MAGNETICS        VTP-05007

                                            L3; PREMIER MAGNETICS        TSD-904

                                            T1; PREMIER MAGNETICS        PMGD-03

                                            T2; PREMIER MAGNETICS        TSD-735

                                            UNUSED DESIGNATORS; C14, C16, C17,      C27, C29,  C33, D9, R36, R35, R42, R43,

13
ML4804

ORDERING              INFORMATION

                      PART NUMBER                                            TEMPERATURE RANGE                                                                           PACKAGE

                      ML4804CP                                               0°C to 70°C                                                                                 16-Pin PDIP (P16)

                      ML4804CS                                               0°C to 70°C                                              16-Pin Narrow SOIC (S16N)

                      ML4804IP                                               -40°C to 85°C                                                                               16-Pin PDIP (P16)

                      ML4804IS                                               -40°C to 85°C                                            16-Pin Narrow SOIC (S16N)

© Micro Linear 1999.  is a registered trademark of Micro Linear Corporation. All other trademarks are the property of their respective owners.

Products described herein may be covered by one or more of the following U.S. patents: 4,897,611; 4,964,026; 5,027,116; 5,281,862; 5,283,483; 5,418,502;

5,508,570; 5,510,727; 5,523,940; 5,546,017; 5,559,470; 5,565,761; 5,592,128; 5,594,376; 5,652,479; 5,661,427; 5,663,874; 5,672,959; 5,689,167; 5,714,897;                         2092 Concourse Drive

5,717,798; 5,742,151; 5,747,977; 5,754,012; 5,757,174; 5,767,653; 5,777,514; 5,793,168; 5,798,635; 5,804,950; 5,808,455; 5,811,999; 5,818,207; 5,818,669;                                   San Jose, CA 95131

5,825,165; 5,825,223; 5,838,723; 5.844,378; 5,844,941. Japan: 2,598,946; 2,619,299; 2,704,176; 2,821,714. Other patents are pending.

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