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MAX1791

器件型号:MAX1791
器件类别:模拟器件   
厂商名称:Maxim Integrated [Maxim Integrated]
厂商官网:https://www.maximintegrated.com/en.html
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器件描述

SWITCHING CONTROLLER, 328 kHz SWITCHING FREQ-MAX, PDSO10

参数

MAX1791功能数量 1
MAX1791端子数量 10
MAX1791额定输入电压 15 V
MAX1791最大限制输入电压 20 V
MAX1791最小限制输入电压 5 V
MAX1791最大工作温度 85 Cel
MAX1791最小工作温度 -40 Cel
MAX1791加工封装描述 MICRO MAX PACKAGE-10
MAX1791状态 ACTIVE
MAX1791包装形状 SQUARE
MAX1791包装尺寸 SMALL OUTLINE, THIN PROFILE, SHRINK PITCH
MAX1791表面贴装 Yes
MAX1791端子形式 GULL WING
MAX1791端子间距 0.5000 mm
MAX1791端子涂层 锡 铅
MAX1791端子位置
MAX1791包装材料 塑料/环氧树脂
MAX1791温度等级 INDUSTRIAL
MAX1791控制模式 PEAK 电流
MAX1791控制技术 脉冲 宽度 MODULATION
MAX1791模拟IC其它类型 开关控制器
MAX1791交换机配置 推挽式
MAX1791最大开关频率 328 kHz

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MAX1791器件文档内容

19-1923; Rev 0; 1/01

                      High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                                              Controllers for Notebooks

                        General Description                                                                  Features    MAX1762/MAX1791

The MAX1762/MAX1791 PWM step-down controllers                      o High Operating Frequency (300kHz)
provide high efficiency, excellent transient response,             o No Current-Sense Resistor
and high DC output accuracy needed for stepping                    o Accurate Current Limit
down high-voltage batteries to generate low-voltage                o 1% Total DC Error over Line and During
CPU core, I/O, and chipset RAM supplies in notebook
computers and PDAs.                                                   Continuous Conduction
                                                                   o Dual Mode Fixed Output
Maxim's proprietary Quick-PWMTM pulse-width modula-
tor is a free-running constant on-time type with input                   1.8V/2.5V/adj (MAX1762)
feed-forward. Its high operating frequency (300kHz)                      3.3V/5.0V/adj (MAX1791)
allows small external components to be utilized in PC              o 0.5V to 5.5V Output Adjust Range
board area-critical applications such as subnotebook               o 5V to 20V Input Range
computers and smart phones. PWM operation occurs                   o Automatic Light-Load Pulse Skipping Operation
at heavy loads, and automatic switchover to pulse-skip-            o Free-Running On-Demand PWM
ping operation occurs at lighter loads. The external               o Foldback ModeTM UVLO
high-side P-channel and low-side N-channel MOSFETs                 o PFET/NFET Synchronous Buck
require no bootstrap components. The MAX1762/                      o 4.65V at 25mA Linear Regulator Output
MAX1791 are simple, easy to compensate, and do not                 o 5A Shutdown Supply Current
have the noise sensitivity of conventional fixed-frequen-          o 230A Quiescent Supply Current
cy current-mode PWMs.                                              o 10-Pin MAX Package

These devices achieve high efficiency at a reduced                                    Ordering Information
cost by eliminating the current-sense resistor found in
traditional current-mode PWMs. Efficiency is further
enhanced by their ability to drive synchronous-rectifier
MOSFETs. The MAX1762/MAX1791 come in a 10-pin
MAX package and offer two fixed voltages (Dual
ModeTM) for each device, 1.8V/2.5V/adj (MAX1762) and
3.3V/5.0V/adj (MAX1791).

________________________Applications                                     PART         TEMP. RANGE     PIN-PACKAGE
                                                                   MAX1762EUB         -40C to +85C  10 MAX
Notebooks                                 Handy-Terminals          MAX1791EUB         -40C to +85C  10 MAX
Subnotebooks                              PDAs

Digital Cameras                           Smart Phones

1.8V/2.5V Logic                                                                       Pin Configuration
and I/O Supplies

             Typical Operating Circuit                             TOP VIEW

      VBATT                                                                     VL 1                  10 VP
(5V TO 20V)                                                                    REF 2                  9 DH
                                                                                FB 3                  8 CS
                      VL             VP                                       OUT 4   MAX1762         7 DL
                                                                             SHDN 5   MAX1791         6 GND
                            MAX1762
                            MAX1791                                                    MAX

                      REF            DH                 VOUT
                                                        1.8V/3.3V
                      FB             CS

                      OUT            DL

                      SHDN           GND                           Quick-PWM, Dual Mode, and Foldback Mode are a trade-
                                                                   marks of Maxim Integrated Products.

                           ________________________________________________________________ Maxim Integrated Products 1

For price, delivery, and to place orders, please contact Maxim Distribution at 1-888-629-4642,
or visit Maxim's website at www.maxim-ic.com.
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS                                                                  Continuous Power Dissipation (TA = +70C)
                                                                                                              10-Pin MAX (derate 5.6mW/C above +70C) ...........444mW
                 VP, SHDN to GND ..................................................-0.3V to +22V
                 VP to VL ..................................................................-0.3V to +22V  Operating Temperature .......................................-40C to +85C
                 OUT, VL to GND .......................................................-0.3V to +6V        Junction Temperature ......................................................+150C
                 DL, FB, REF to GND ....................................-0.3V to (VL + 0.3V)               Storage Temperature.........................................-65C to +150C
                 DH to GND....................................................-0.3V to (VP + 0.3V)         Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300C
                 CS to GND ....................................................-2.0V to (VP + 0.3V)
                 REF Short Circuit to GND ...........................................Continuous

                 Stresses beyond those listed under "Absolute Maximum Ratings" may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
                 operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
                 absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.

                 ELECTRICAL CHARACTERISTICS

                 (VVP = 15V, VL enabled, CVL = 1F, CREF = 0.1F, TA = 0 to +85C, unless otherwise noted. Typical values are at TA = +25C.)
                 (Note 1)

                             PARAMETER          SYMBOL                      CONDITIONS                                  MIN    TYP MAX UNITS
                 VP Input Voltage Range            VVP                                                                    5
                 VL Input Voltage Range            VVL  VL (overdriven)                                                              20     V
                 OUT Output Voltage                     VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,                          4.75
                 (MAX1762, 1.8V Fixed)            VOUT  FB = GND, continuous conduction mode                            1.773        5.25   V
                 OUT Output Voltage                                                                                     2.463
                 (MAX1762, 2.5V Fixed)                                                                                  3.250  1.8 1.827    V
                 OUT Output Voltage                                                                                     4.925
                 (MAX1791, 3.3V Fixed)          VOUT    VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,                          1.231  2.5 2.538    V
                 OUT Output Voltage                     FB = VL, continuous conduction mode
                 (MAX1791, 5V Fixed)                                                                                     0.5
                                                VOUT    VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,                           300   3.3 3.350    V
                 OUT Output Voltage (Adj Mode)          FB = GND, continuous conduction mode                             -0.1
                                                                                                                         666
                 Output Voltage Adjust Range    VOUT    VVP = 7V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,                          2550   5     5.075  V
                 OUT Input Resistance                   FB = VL, continuous conduction mode                              300
                 FB Input Bias Current
                 Soft-Start Ramp Time                   VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,                           4.5   1.250 1.269  V
                                                        FB = OUT, continuous conduction mode
                 On-Time (Note 2)
                                                                                                                                     5.5    V
                 Minimum Off-Time (Note 2)
                                                        Adjustable-output mode                                                 800 1700 k
                 VL Quiescent Supply Current
                                                        VFB = 1.3V                                                                   0.1    A
                 VP Quiescent Supply Current
                                                        Zero to full ILIM                                                      1700         s
                 VL Shutdown Supply Current
                 VP Shutdown Supply Current     tON     VOUT = 1.25V, VVP = 6V                                                 740 814
                 VL Output Voltage                      VOUT = 5V, VVP = 6V                                                                               ns

                                                                                                                               2830 3110

                                                tOFF                                                                           400 500      ns

                                                        FB = GND, VVL = 5V, OUT forced above the                               153 260      A
                                                        regulation point

                                                        FB = GND, OUT forced                               VVL = float         227   410
                                                        above the regulation point,                        VVL = 5V
                                                        VVP = 20V                                                                           A

                                                                                                                               93    200

                                                        VVL = 5V, SHDN = GND                                                   2     15     A
                                                        SHDN = GND, measured at VP, VVL = 0 or 5V
                                                                                                                               4     12     A

                                                        ILOAD = 0 to 25mA, VVP = 5V to 20V                                     4.65 4.75    V

                 2 _______________________________________________________________________________________
High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                        Controllers for Notebooks

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)                                                                                        MAX1762/MAX1791

(VVP = 15V, VL enabled, CVL = 1F, CREF = 0.1F, TA = 0 to +85C, unless otherwise noted. Typical values are at TA = +25C.)
(Note 1)

            PARAMETER          SYMBOL                      CONDITIONS             MIN TYP MAX UNITS
Reference Voltage                      VVL = 4.75V to 5.25V, no load
Reference Load Regulation              IREF = 0 to 50A                           1.98  2     2.02  V
REF Sink Current                       REF in regulation
REF Fault Lockout Voltage              Falling edge                                           0.01  V
Output Undervoltage Threshold
(Foldback)                                                                        10                A
Output Undervoltage Lockout
Time (Foldback)                                                                         1.6         V
Current Limit Threshold
Thermal Shutdown Threshold             With respect to regulation point, no load  60    70    80    %
VL Undervoltage Lockout
Threshold                              From SHDN signal going high VOUT < 0.6 x   10    20    42    ms
DH Gate Driver On-Resistance           regulation point
DL Gate Driver On-Resistance   VILIM                                              -90 -100 -110 mV
(Pullup)                               Hysteresis = 10oC
DL Gate Driver On-Resistance           Rising edge, hysteresis = 20mV, PWM              160         oC
(Pulldown)                             disabled below this level
DH Gate Driver Source/Sink             VVP = 6V to 20V, measure at 50mA           4.1         4.4   V
Current
DL Gate Driver Sink Current                                                             5     8     
DL Gate Driver Source Current
SHDN Logic Input High                  DL, high state, measure at 50mA                  5     8     
Threshold Voltage
SHDN Logic Input Low                   DL, low state, measure at 50mA                   1     5     
Threshold Voltage
                                           VDH = 3V, VVP = 6V                           0.6         A
Dual Mode Threshold Voltage                VDL = 2.5V
                                           VDL = 2.5V                                   0.9         A
SHDN Logic Input Current       VIH
                                                                                        0.5         A

                                                                                  1.6               V

                               VIL                                                            0.6   V

                                           MAX1762 VOUT = 1.8V fixed              50    100 150     mV
                                           MAX1791 VOUT = 3.3V fixed
                                           MAX1762 VOUT = 2.5V fixed              2.5   3.25  4     V
                                           MAX1791 VOUT = 5V fixed
                                           SHDN = 0 or 5V                         -2          2     A

_______________________________________________________________________________________ 3
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  ELECTRICAL CHARACTERISTICS

                 (VVP = 15V, VL enabled, CVL = 1F, CREF = 0.1F, TA = -40 to +85C, unless otherwise noted.) (Note 1)

                             PARAMETER          SYMBOL                      CONDITIONS             MIN                  TYP  MAX    UNITS
                 VP Input Voltage Range            VVP                                               5                        20       V
                 VL Input Voltage Range            VVL  VL (overdriven)                                                      5.25      V
                                                        VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,     4.75
                 OUT Output Voltage               VOUT  FB = GND, continuous conduction mode                                 1.827  V
                 (MAX1762, 1.8V Fixed)                                                             1.773

                 OUT Output Voltage             VOUT    VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,     2.463                     2.538  V
                 (MAX1762, 2.5V Fixed)                  FB = VL, continuous conduction mode

                 OUT Output Voltage             VOUT    VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,     3.250                     3.350  V
                 (MAX1791, 3.3V Fixed)                  FB = GND, continuous conduction mode

                 OUT Output Voltage             VOUT    VVP = 7V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,     4.925                     5.075  V
                 (MAX1791, 5V Fixed)                    FB = VL, continuous conduction mode

                 OUT Output Voltage (adj Mode)          VVP = 5V to 20V, VVL = 4.75V to 5.25V,     1.231                     1.269  V
                                                        FB = OUT, continuous conduction mode
                 FB Input Bias Current
                                                        VFB = 1.3V                                 -0.2                      0.2    A
                 On-Time (Note 2)                       VOUT = 1.25V, VVP = 6V                     666
                                                tON     VOUT = 5V, VVP = 6V                        2550                      814
                 Minimum Off-Time (Note 2)      tOFF                                               250                                     ns

                 VL Quiescent Supply Current                                                                                 3110

                 VP Quiescent Supply Current                                                                                 550    ns

                 VL Shutdown Supply Current             FB = GND, VVL = 5V, OUT forced above the                             260    A
                 VP Shutdown Supply Current             regulation point
                 VL Output Voltage
                 Reference Voltage                      FB = GND, OUT forced above VVL = float                               410
                 Reference Load Regulation                                                                                                A
                 REF Sink Current                       the regulation point VVP = 20V VVL = 5V
                 Output Undervoltage Threshold                                                                               200
                 (Foldback)
                                                        VVL = 5V, SHDN = GND                                                 15     A

                                                        SHDN = GND, measured at VP, VVL = 0 or 5V                            12     A

                                                        ILOAD = 0 to 25mA, VVP = 5V to 20V         4.5                       4.75   V

                                                        VVL = 4.75V to 5.25V, no load              1.98                      2.02   V

                                                        IREF = 0 to 50A                                                     0.01   V

                                                        REF in regulation                          10                               A

                                                        With respect to regulation point, no load  60                        80     %

                 Output Undervoltage Lockout            From SHDN signal going high, VOUT < 0.6 x  10                        42     ms
                 Time (Foldback)                        regulation point

                 Current-Limit Threshold        VILIM                                              -90                       -110 mV

                 4 _______________________________________________________________________________________
    High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                            Controllers for Notebooks

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)                                                                                       MAX1762/MAX1791

(VVP = 15V, VL enabled, CVL = 1F, CREF = 0.1F, TA = -40 to +85C, unless otherwise noted.) (Note 1)

PARAMETER                     SYMBOL         CONDITIONS                           MIN TYP              MAX UNITS

VL Undervoltage Lockout                      Rising edge, hysteresis = 20mV, PWM  4.1                  4.4               V
Threshold                                    disabled below this level

SHDN Logic Input High              VIH                                            1.6                                    V
Threshold Voltage

SHDN Logic Input Low               VIL                                                                 0.6               V
Threshold Voltage

                                             MAX1762 VOUT = 1.8V fixed            50                   150               mV

Dual Mode Threshold Voltage                  MAX1791 VOUT = 3.3V fixed

                                             MAX1762 VOUT = 2.5V fixed            2.5                  4                 V

                                             MAX1791 VOUT = 5V fixed

Note 1: Specifications to -40C are guaranteed by design, not production tested.

Note 2: One-shot times are measured at the DH pin (VP = 15V, CDH = 400pF, 90% point to 90% point; see drawing below for
           measurement details).

                              tON

DH                       90%            90%

    _______________________________________________________________________________________ 5
High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791                                                                                                                             Typical Operating Characteristics
              EFFICIENCY (%)
(TA = +25C, unless otherwise noted.)

                                                MAX1762                                                                             MAX1762                                                                  MAX1762
                                                                                                                         EFFICIENCY vs. LOAD (1.8V)                                                EFFICIENCY vs. LOAD (1V)
                                      EFFICIENCY vs. LOAD (2.5V)
                                                                                                            100                                                                      100
                              100                                             MAX1762/91 toc01                                    VVP = 5V                      MAX1762/91 toc02                                                                                                                                                              MAX1762/91 toc03
                                                  VVP = 5V                                                                                                                               90
                                                                                   EFFICIENCY (%)            90                                                      EFFICIENCY (%)
                               90

                              80      VVP = 7V                                                              80                                                                           80           VVP = 5V

                              70                                                                            70          VVP = 7V                                                         70
                                                                                                                                                                                         60 VVP = 7V
                              60                             VVP = 18V                                      60                                VVP = 12V
                                                VVP = 12V

                              50                                                                            50                              VVP = 18V                                    50

                              40                                                                            40                                                                           40                      VVP = 12V VVP = 18V

                              30                                                                            30                                                                           30

                              20                                                                            20                                                                           20

                              10                                                                            10                                                                           10

                              0       1         10             100 1000 10,000                                  0            1     10         100 1000 10,000                            0       1        10                                                                                                                                  100 1000 10,000
                                 0.1                                                                               0.1                                                                      0.1

                                                LOAD CURRENT (mA)                                                                  LOAD CURRENT (mA)                                                      LOAD CURRENT (mA)

                                                      MAX1791                                                                      MAX1791                                                                   MAX1791
                                            EFFICIENCY vs. LOAD (5V)                                                                                                                              EFFICIENCY vs. LOAD (3.0V)
                                                                                                                             EFFICIENCY vs. LOAD (3.3V)
                              100                                                                                                                                                    100
                                                                          MAX1762/91 toc04                  100                                                 MAX1762/91 toc05                         VVP = 5V                                                                                                                             MAX1762/91 toc06
                               90 VVP = 7V
                                                                                                            90           VVP = 5V                                    EFFICIENCY (%)   90
                                                                                                                                                                                      80 VVP = 7V
                              80                                                                            80

                              70                               VVP = 18V                                    70                                                                           70

EFFICIENCY (%)                60                                                            EFFICIENCY (%)  60                              VVP = 18V                                    60                      VVP = 18V

                              50                VVP = 12V                                                   50                     VVP = 12V                                             50               VVP = 12V

                              40                                                                            40                                                                           40

                              30                                                                            30                    VVP = 7V                                               30

                              20                                                                            20                                                                           20

                              10                                                                            10                                                                           10

                              0       1         10             100 1000 10,000                                  0            1     10         100 1000 10,000                            0       1        10                                                                                                                                  100 1000 10,000
                                 0.1                                                                               0.1                                                                      0.1

                                                LOAD CURRENT (mA)                                                                  LOAD CURRENT (mA)                                                      LOAD CURRENT (mA)

                                                        FREQUENCY vs. SUPPLY VOLTAGE                                                                         VL VOLTAGE ERROR vs. OUTPUT CURRENT

                                                375                                                                                                    0.1

                                                         VOUT = 3.3V
                                                350

                                                                           VOUT = 5.0V
                                                325
                                                FREQUENCY (kHz)                                                                                                                                       VVP = 12V
                                                                                                                                                                  MAX1762/91 toc07
                                                                                                                                                       0                                         VOUT = 2.5V
                                                                                                                                         VL VOLTAGE ERROR (%)
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                            MAX1762/91 toc08-0.1

                                                                                                                                                       -0.2

                                                300                                                         VOUT = 2.5V                                -0.3

                                                                                                                                                       -0.4

                                                275                                                                                                    -0.5
                                                                        VOUT = 1.8V

                                                        LOAD = 1A                                                                                      -0.6
                                                250                                                                                                          0

                                                            5      8      11                                14           17                                     5                    10      15       20        25

                                                                      SUPPLY VOLTAGE (V)                                                                           VL CURRENT (mA)

6 _______________________________________________________________________________________
High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                        Controllers for Notebooks

                                                                                                           Typical Operating Characteristics (continued)                                                                                                                                                                  MAX1762/MAX1791

(TA = +25C, unless otherwise noted.)

      SUPPLY CURRENT vs. INPUT VOLTAGE                                                                                                           SUPPLY CURRENT vs. INPUT VOLTAGE
                                                                                                                                                                (SHUTDOWN)
300
                                                                                                                                            6.0
SUPPLY CURRENT (A)
                                                                                                                  MAX1762/91 toc09          5.8
                                                                                          SUPPLY CURRENT (A)
                                                                                                                                                                                                                                                                              MAX1762/91 toc102505.6

                                                                                                                                            5.4

200                                                                                               VOUT = 3.3V                               5.2

                                                                                                  NO LOAD

150                                                                                                                                         5.0 NO LOAD
                                                                                                                                            4.8

100                                                                                                                                         4.6

50                                                                                                                                          4.4

                                                                                                                                            4.2

0                                                                                                                                           4.0
                                                                                                                                                 5
     5                                    8                                       11              14           17                                             8       11                   14  17

                                                                                  VP (V)                                                                              VP (V)

           LINE-TRANSIENT RESPONSE                                                                             LOAD-TRANSIENT RESPONSE                                                     LOAD-TRANSIENT RESPONSE

                                                                                MAX1762/91 toc11                                                                         MAX1762/91 toc12                                                            MAX1762/91 toc13

                                                              VP                                                                                                VOUT                                                                        VOUT
                                                              1V/div                                                                                            AC-COUPLED                                                                  AC-COUPLED
7V                                                                                                                                                              100mV/div                                                                   100mV/div

                                                                                  VOUT                                                                        IL                                                                                                                                                  ILOAD
                                                                                  AC-COUPLED                                                                  2A/div                                                                                                                                              2A/div

                                                                                  20mV/div

                      100s/div                                                                                             100s/div                                                                            100s/div
VVP = 7.5V TO 8V, ILOAD = 0, VOUT = 2.5V                                                              VVP = 12V, IL = 0 TO 2A, VOUT = 2.5V                                                 VVP = 12V, ILOAD = 0 TO 2A, VOUT = 1.8V

                                                                                                      SHUTDOWN AND STARTUP WAVEFORMS                                                       SHUTDOWN AND STARTUP WAVEFORMS

OUTPUT OVERLOAD WAVEFORMS                                                                                          (IL = 300mA)                                                                (IL = 2.5A)

                                                                MAX1762/91 toc14                                                            MAX1762/91 toc15                                                                                                                                    MAX1762/91 toc16

                                                                                  VOUT                                                                        SHDN                                                                                                                                                SHDN
                                                                                  AC-COUPLED                                                                  5V/div                                                                                                                                              5V/div

                                                                                  ILOAD                                                                       VOUT                                                                                                                                                VOUT
                                                                                  2A/div                                                                      2V/div                                                                                                                                              2V/div

                                                                                                                                                              ILX                                                                                                                                                 ILX
                                                                                                                                                              1A/div                                                                                                                                              2A/div

                      100s/div                                                                                              2ms/div                                                                              2ms/div
VVP = 12V, ILOAD = 0 TO 3A, VOUT = 2.5V                                                               VVP = 8V, ILOAD = 300mA, VOUT = 2.5V                                                 VVP = 8V, ILOAD = 2.5A, VOUT = 2.5V

     _______________________________________________________________________________________ 7
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791                                                                          Pin Description

                 PIN  NAME                                                  FUNCTION

                            +4.65V Linear Regulator Output. Serves as the supply input for the DL gate driver and supplies up to

                 1    VL    25mA to external loads. VL can be overdriven using an external 5V supply. Bypass VL to GND with

                            at least a 1F ceramic capacitor.

                 2    REF   2V Reference Voltage Output. Bypass to GND with 0.1F ceramic capacitor. REF can deliver up to
                            50A for external loads.

                            Feedback Input. Connect to an external resistive divider from OUT to GND in adjustable version.

                 3    FB    Regulates to 1.25V. FB also serves as Dual Mode select pin. Connect FB to GND for a fixed 1.8V

                            (MAX1762) or 3.3V (MAX1791) output, or to VL for a fixed 2.5V (MAX1762) or 5.0V (MAX1791) output.

                 4    OUT   Output Voltage Connection. OUT is used for sensing the output voltage to determine the on-time and
                            also serves as the feedback input in fixed-output modes.

                 5    SHDN  Shutdown Input. Connect to a voltage less than VIL (<0.6V) to shut down the device. Connect to a
                            voltage greater than VIH (>1.6V) for normal operation.

                 6    GND   Analog and Power Ground

                 7    DL    Low-Side Gate Driver Output. DL swings between VL and GND.

                            Current-Sense Connection. For lossless current sensing, connect CS to the junction of the MOSFETs

                 8    CS    and inductor. For more accurate current sensing, connect CS to a current-sense resistor from the

                            source of the low-side switch to GND.

                 9    DH    High-Side Gate Driver Output. DH swings between VP and GND.

                 10   VP    Battery Voltage Supply Input. Used for PWM one-shot timing and as the input for the VL regulator
                            and DH gate drivers.

                           Standard Application Circuit                                            Detailed Description

                 The standard application circuit (Figure 1) generates a    The MAX1762/MAX1791 step-down controllers are tar-
                 low-voltage output for general-purpose use in notebook     geted at low-voltage chipsets and RAM power supplies
                 computers (I/O supply, fixed CPU, core supply, and         for notebook and subnotebook computers, with addi-
                 DRAM supply). This DC-DC converter steps down bat-         tional applications in digital cameras, PDAs, and
                 tery voltage from 5V to 20V with high efficiency and       handy-terminals. Maxim's proprietary Quick-PWM
                 accuracy to a fixed voltage of 1.8V/2.5V/adj (MAX1762)     pulse-width modulator (Figure 5) is specifically
                 or 3.3V/5.0V/adj (MAX1791). Both the MAX1762 and           designed for handling fast load steps while maintaining
                 MAX1791 can be configured for adjustable output volt-      a relatively constant operating frequency (300kHz) over
                 ages (VOUT > 1.25V), using a resistive voltage-divider     a wide range of input voltages (5V to 20V). The
                 from VOUT to FB to adjust the output voltage (Figure 2).   MAX1762 has fixed 1.8V or 2.5V outputs, while the
                 Similarly, Figure 3 shows an application circuit for VOUT  MAX1791 has fixed 3.3V or 5.0V output voltages. Using
                 < 1.25V, where a resistive voltage-divider from REF to     an external resistive divider, VOUT can be set between
                 FB is used to set the output voltage. Figure 4 shows       0.5V and 5.5V on either device. Quick-PWM architec-
                 how to set the regulator's current limit with an external  ture circumvents the poor load-transient response of
                 sense resistor from CS to GND. Table 1 lists the com-      fixed-frequency current-mode PWMs. This type of
                 ponents for each application circuit, and Table 2 con-     design avoids the problems commonly encountered
                 tains contact information for the component                with conventional constant-on-time and constant-off-
                 manufacturers.                                             time PWM schemes.

                 8 _______________________________________________________________________________________
High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                        Controllers for Notebooks

  VVP  C2                                                                          10                                        MAX1762/MAX1791
  C1   1F                                                                      1F
10F
                  VL                                                    VP

                                                             MAX1762
                                                             MAX1791

       C3         REF                                                   DH                    Q1  L1
       0.1F
                  FB                                                    CS                        7H            VOUT

                  OUT                                                   DL                    Q2       C4

                                                                                                      220F

                  SHDN                                                GND

Figure 1. Typical Application Circuit for Fixed Voltage

  VVP         C2                                                                          10
  C1          1F                                                           VP
10F
                      VL

                                                               MAX1762          1F

                                                               MAX1791

              C3                                         REF                DH                    Q1
                                                                                                        L1
       0.1F                                             FB                 CS                         7H             VOUT

                                                         OUT                DL                    Q2         C4        R1
                                                                                                       220F

                                                         SHDN           GND

                                                                                                                       R2

Figure 2. Typical Application Circuit for Adjustable Output VOUT > 1.25V

  VVP  C2                                                                                   10
       1F                                                                  VP
  C1
10F                    VL

                                                               MAX1762          1F

                                                               MAX1791

                                                         REF                DH                    Q1

        C3        R1
       0.1F
                                                                                                       L1
                                                                                                       7H
                                                         FB                 CS                                         VOUT

                  R2                                                                                          C4
                                                                                                          220F
                                                         OUT                DL                    Q2

                                                         SHDN           GND

Figure 3. Typical Application Circuit for VOUT < 1.25V
                            _______________________________________________________________________________________ 9
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791                         VVP  C2                                                 10
                                             1F                                    VP
                                        C1
                                      10F               VL

                                                                           MAX1762       1F

                                                                           MAX1791

                                                 REF                                DH              Q1

                                             C3                                                         L1
                                                                                                        10H
                                             0.1F FB                               CS                               VOUT

                                                 OUT                                DL                           C4
                                                                                                    Q2 150F

                                                                                                    RS

                                                 SHDN                               GND

                 Figure 4. Operation with External Current-Sense Resistor

                 Table 1. Component Selection for Standard Applications

                     COMPONENT                   1.8V/2.5V/3.3V/5.0V AT 2A                                                1V AT 2A
                 Input Voltage Range
                                                            5V to 20V                                                     5V to 20V
                      Inductor (H)
                       L1 Inductor                                7                                                            5.2

                      Q1 MOSFETS                       CDRH104-7R0NC                                                 CDRH104-5R2NC
                  C1 Input Capacitor                          Sumida                                                        Sumida

                       C2 VL Cap                            NDS8958A                                                     SI4539ADY
                       C3 REF Cap                            Fairchild                                                     Fairchild
                     C4 Output Cap
                                                       TMK432BJ106KM                                                   TMK432BJ106
                                                           Taiyo Yuden                                                  Taiyo Yuden

                                                       EMK3160J105KL                                                   LMK316BJ475
                                                           Taiyo Yuden                                                  Taiyo Yuden

                                                       UMK316BI104KH                                                 UMK316BI104KH
                                                           Taiyo Yuden                                                  Taiyo Yuden

                                                           10TPB220M                                                     6TPB150M
                                                               Sanyo                                                        Sanyo

                 10 ______________________________________________________________________________________
             High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                                     Controllers for Notebooks

Table 2. Component Manufacturers                                                                                                                             MAX1762/MAX1791

             MANUFACTURER                                                   USA PHONE                     WEBSITE INFO
                                                          561-241-7876                    www.coiltronics.com
Coiltronics                                               408-822-2181                    www.fairchildsemi.com
                                                          619-661-6835                    www.secc.co.jp
Fairchild Semiconductor                                   847-956-0666
                                                          81-3-3607-5111                  www.sumida.com
Sanyo                                                     408-573-4150
                                                                                          www.t-yuden.com
Sumida                       USA
                             Japan

Taiyo Yuden

             VP                                                                                   VP                    10                             VIN
                                                                                          DH DH                     1F
                                                   TOFF                                   DRIVER                                       CIN
                 ON-TIME     OUT             Q TON                                                                          Q1
                 COMPUTE
                                                         TRIG
                   TON                       Q 1-SHOT                S

             TRIG         Q                               S                 Q
                                                                  Q  R

                                                          R

                 1-SHOT

             VP

   VL           LINEAR            REF                                                                          CS
      CVL         REG                                REF
                                                    -30%                                  ILIM
SHDN            ON/OFF                                                                                  VOS
              CONTROL                                                            OUT                    -100mV
  REF
     CREF    VP                                                      FEEDBACK                  VL                                                       OUT
                                                                                                      DL
                  2V                                                    MUX      FB                             DL                    COUT
                 VREF                                                (FIGURE 9)                        DRIVER               Q2
                                                                                                              GND
                                  TIMER       UVP
                                             LATCH                                                            OUT

                                    MAX1762
                                    MAX1791

                                                                                      FB

Figure 5. Functional Block Diagram

                      VP Input and VL Logic Supply                                        off when the device is in shutdown and drops by
An internal linear regulator supplied by VP produces
the +4.65V supply (VL) that powers the PWM controller,                                    approximately 500mV during a fault condition, such as
logic, reference, and other blocks within the
MAX1762/MAX1791. This +4.65V low-dropout linear                                           when the output is short circuited to ground, and recov-
regulator can supply up to 25mA for external loads.                                       ers when SHDN is cycled or power is reset. If VL is not
Bypass VL to GND with at least a 1F ceramic capaci-
tor. VVP can range between 5V and 20V. VL is turned                                       driven externally, then VVP should be at least 5V to
                                                                                          ensure operation. If VVP is running from a 5V (10%)
                                                                                          supply, VVP should be externally connected to VL.

                 ______________________________________________________________________________________ 11
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  Overdriving the VL regulator with an external 5V supply    adjustable 0.5s (max) minimum off-time. Worst-case
                 also increases the MAX1762/MAX1791s' efficiency.           dropout performance is determined by the minimum
                                                                            on-time spec. The worst-case duty factor limit is:
                 The MAX1762/MAX1791 include an input undervoltage
                 lockout (UVLO) circuit that prevents the device from       ( ) tON MIN                   = 2.55s = 84%
                 switching until VL > 4.4V (max). UVLO ensures there is
                 a sufficient drive for the external MOSFETs, prevents      ( ) ( ) tON MIN + tOFF MAX 2.55s+0.5s
                 the high-side MOSFET from being turned on for near
                 100% duty cycle, and keeps the output in regulation.       with VBATT = 6V and VOUT = 5V. Therefore, with IR volt-
                                                                            age drops in the loop included, the minimum input volt-
                                               Voltage Reference (REF)
                 The 2V reference (REF) is accurate to 1% over tem-        age to achieve VOUT = 5V is about 6.1V, using the
                 perature, making REF useful as a precision system ref-     step-down transfer function equation for duty cycle (DC
                 erence. Bypass REF to GND with a 0.1F (min) ceramic
                 capacitor. REF can supply up to 50A for external          = VOUT/VIN). Typical units exhibit better performance.
                 loads. However, if tight-accuracy specs for either VOUT    Note that transient response is somewhat degraded
                 or REF are essential, avoid loading REF. Loading slight-
                 ly reduces the main output voltage by an amount that       near dropout, and the circuit may need additional bulk
                 tracks the reference-voltage load regulation error.
                                                                            output capacitance to support fast load changes.

                          Free-Running Constant On-Time PWM                         Automatic Pulse-Skipping Switchover
                              Controller with Input Feed-Forward            This PWM control algorithm automatically switches over
                                                                            to pulse-skipping operation at light loads. The
                 The PWM control architecture is a quasi-fixed-frequen-     MAX1762/MAX1791 truncates the low-side switch's on-
                 cy constant on-time current-mode type with voltage         time when the inductor current drops to zero. The load
                 feed-forward. This architecture relies on the output rip-  current level at which pulse-skipping/PWM crossover
                 ple voltage to provide the PWM ramp signal; thus, the      occurs is equal to 1/2 the peak-to-peak ripple current,
                 output filter capacitor's ESR acts as a feedback resis-    which is a function of the inductor value (Figure 6).
                 tor. The control algorithm is very simple. The high-side
                 switch on-time is determined solely by a one-shot          ILOAD(SKIP)      =  K   VOUT    VVP - VOUT  
                 whose period is inversely proportional to input voltage                            2L           VVP     
                 and directly proportional to output voltage. There is
                 another one-shot that sets a minimum amount of off-        The inductor current is never allowed to go negative. If
                 time (500ns max). The on-time one-shot triggers when       the output voltage is above its regulation point and the
                 all of the following conditions are met: the error com-    inductor current reaches zero, the low-side driver is
                 parator is low, the low-side switch current is below the   switched off. Once the output voltage falls below its
                 current-limit threshold, and the minimum off-time one-     regulation point, the high-side driver is switched on.
                 shot has timed out.                                        This causes a dead time in between when the high-
                                                                            side and low-side drivers are on, skipping pulses and
                       On-Time One-Shot                                     resulting in the switching frequency slowing at light
                                                                            loads, thereby improving efficiency.

                 The on-time of the one-shot is inversely proportional to                                      MOSFET Gate Drivers
                                                                            The DH and DL drivers are optimized for driving moder-
                 the battery voltage as measured by the VP input, and       ate-size power MOSFETs. This is consistent with the
                                                                            low duty factor seen in the notebook CPU environment
                 directly proportional to the output voltage sensed at      where a large VBATT - VOUT differential exists. The high-
                                                                            side driver (DH) is rated for 0.6A source/sink capability
                 OUT:                                                       and swings from VP to GND. The low-side driver (DL) is

                             ( ) VOUT +0.075V

                       tON = K
                                          VBATT

                 where K is internally fixed at 3.349s, and 0.075V is a    Table 3. Operating Frequency

                 factor that accounts for the expected drop across the

                 synchronous switch. This arrangement maintains a                                    K        MIN   TYP    MAX
                                                                                                    (s)     (kHz)  (kHz)  (kHz)
                 switching frequency that is nearly constant as VBATT,             DEVICE
                 ILOAD, and VOUT are changed. Table 3 shows the oper-       MAX1762/MAX1791        3.349     268.7  298.5   328
                 ating frequency range for the MAX1762/MAX1791.

                 Note that the output voltage adjust range for continu-
                 ous-conduction operation is restricted by the non-

                 12 ______________________________________________________________________________________
   High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                           Controllers for Notebooks

i = VBATT - VOUT                                                                                                                                             IPEAK              MAX1762/MAX1791
t          L                                                                                                                                                      ILOAD
                        IPEAK                                                                                                                                     ILIMIT
                                ILOAD = IPEAK/2
INDUCTOR CURRENT
                                                                                                                    INDUCTOR CURRENT

0 ON-TIME         TIME                                                                                                                0      TIME

Figure 6. Pulse-Skipping/Discontinuous Crossover Point     Figure 7. "Valley" Current-Limit Threshold Point

rated for +0.5A, -0.9A source/sink capability and          sense voltage that appears at CS (Figure 8). Keep the
swings from VL to GND.                                     impedance at this mode low to avoid errors at CS.

The internal pulldown transistor that drives DL low is                                            POR and Soft-Start
robust, with a 1 typical on-resistance. This helps pre-    Power-on reset (POR) occurs when VBATT rises above
vent DL from being pulled up during the fast rise time of  approximately 2V, resetting the fault latch and soft-start
the inductor node, due to capacitive coupling from the     counter and preparing the PWM for operation. UVLO
drain to the gate of the low-side synchronous-rectifier    circuitry inhibits switching until VVP rises above 4.1V,
MOSFET. However, for high-current applications, some       whereupon an internal digital soft-start timer begins to
combinations of high-and low-side FETS may cause           ramp up the maximum allowed current limit. The ramp
excessive gate-drain coupling, which can lead to poor      occurs in five steps: 20%, 40%, 60%, 80%, and 100%;
efficiency, EMI, and shoot-through currents.               100% current is available after approximately 1.7ms.

An adaptive dead-time circuit monitors the DL output                         Output Undervoltage Protection
and prevents the high-side FET from turning on until DL    The output UVLO function is similar to foldback current
is fully turned off. The dead time at the other edge (DH   limiting but employs a timer rather than a variable cur-
turning off) is determined by a fixed 35ns (typ) internal  rent limit. The output undervoltage protection is
delay.                                                     enabled 20ms after POR or when coming out of shut-
                                                           down. If the output is under 70% of the nominal value,
        Low-Side Current-Limit Sensing (ILIM)
The current-limit circuit employs a unique "valley" cur-                                                                                                 VP
rent-sensing algorithm that uses the on-state resistance
of the low-side MOSFET as a current-sensing element.                                                                                     DH
If the current-sense signal is below the current-limit
threshold (-100mV from CS to GND), the PWM is not                                                                                                  1.0k
allowed to initiate a new cycle (Figure 7). The actual
peak current is greater than the current-limit threshold   MAX1762 CS                                                                                                     VOUT
by an amount equal to the inductor ripple current.
Therefore, the exact current-limit characteristic and      MAX1791                                                                           1.0k
maximum load capability are a function of the MOSFET
on-resistance, inductor value, and battery voltage.                                                                                      DL

If greater current-limit accuracy is desired, CS must be   Figure 8. Using a Resistive Voltage-Divider to Adjust Current-
connected to the junction of the low-side switch source    Limit Sense Voltage to 200mV
and a current-sense resistor to GND. The current limit
will be 0.1V/RSENSE, and the accuracy will be 10%.

A resistive voltage-divider from the inductor's switching
mode to ground can be used to adjust the current-limit

   ______________________________________________________________________________________ 13
                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  then the PWM is latched off and will not restart until VP     peak amplitude of the output transient (VSAG) is also a
                 power is cycled, or SHDN is toggled low then high.            function of the maximum duty factor, which can be cal-

                                             Design Procedure                  culated from the on-time and minimum off-time:

                 Begin by establishing the input voltage range and max-        (ILOAD(MAX) )2               L     VOUT                 
                 imum load current before choosing an inductor and its                                          K        + tOFF(MIN)
                 associated ripple-current ratio (LIR). The following four                                       VVP            
                 factors dictate the rest of the design:                       VSAG =
                                                                                         2 COUT VOUT        VVP - VOUT    -  tOFF(MIN)  
                 1) Input voltage range. The maximum value (VVP                                           K         VVP                     
                      (MAX)) must accommodate the maximum AC                                                                                
                      adapter voltage. The minimum value (VVP(MIN))
                      must account for the lowest input voltage after          where minimum off-time = 0.5s (max).
                      drops due to connectors, fuses, and battery selec-
                      tor switches. If there is a choice at all, lower input                                           Inductor Selection
                      voltages result in better efficiency.                    The switching frequency (on-time) and operating point
                                                                               (% ripple or LIR) determine the inductor value as fol-
                 2) Maximum load current. There are two values to              lows:
                      consider. The peak load current (ILOAD(MAX)) deter-
                      mines the instantaneous component stress and fil-        L=  VOUT(VVP - VOUT)
                      tering requirements and thus drives output
                      capacitor selection, inductor saturation rating, and         VVP    LIR ILOAD(MAX)
                      the design of the current-limit circuit. The continu-
                      ous load current (ILOAD) determines the thermal          Example: ILOAD(MAX) = 2A, VVP = 7V, VOUT = 1.6V, f =
                      stress and thus drives the selection of input capaci-    300kHz, 35% ripple current or LIR = 0.35:
                      tors, MOSFETs, and other critical heat-contributing
                      components. Modern notebook CPUs generally               L = 1.6V(7V -1.6V) = 5.9H
                      exhibit, ILOAD = ILOAD(MAX) x 0.8.                           7 300kHz 0.35 2A

                 3) Switching frequency. The MAX1762/MAX1791                   Find a low-loss inductor having the lowest possible DC
                      have a nominal switching frequency of 300kHz.            resistance that fits in the allotted dimensions. Ferrite
                                                                               cores are often the best choice. The core must be large
                 4) Inductor ripple-current ratio (LIR). LIR is the ratio      enough not to saturate at the peak inductor current
                      of the peak-to-peak ripple current to the average        (IPEAK):
                      inductor current. Size and efficiency trade-offs must
                      be considered when setting the inductor ripple-cur-             IPEAK = ILOAD(MAX) + [(LIR/2)  ILOAD(MAX)]
                      rent ratio. Low inductor values cause large ripple
                      currents, resulting in the smallest size but poor effi-                              Determining Current Limit
                      ciency and high output noise. The minimum practi-        The minimum current-limit threshold must be great
                      cal inductor value is one that causes the circuit to     enough to support the maximum load current when the
                      operate at critical conduction (where the inductor       current limit is at the minimum tolerance value. The val-
                      current just touches zero with every cycle). Inductor    ley of the inductor current occurs at ILOAD(MAX) minus
                      values lower than this grant no further size-reduc-      half of the ripple current; therefore:
                      tion benefit.
                                                                                     IVALLEY > ILOAD(MAX) - [(LIR/2)  ILOAD(MAX)]
                 The MAX1762/MAX1791s' pulse-skipping algorithm ini-
                 tiates skip mode at the critical conduction point. So, the    where IVALLEY = minimum current-limit threshold volt-
                 inductor operating point also determines the load-cur-        age divided by the RDS(ON) of Q2. For the MAX1762/
                 rent value at which switchover occurs. The optimum            MAX1791, the minimum current-limit threshold is 90mV.
                 point is usually found between 20% and 50% ripple             Use the worst-case maximum value for RDS(ON) from
                 current.                                                      the MOSFET Q2 data sheet, and add some margin for
                                                                               the rise in RDS(ON) with temperature. A good general
                 The inductor ripple current also impacts transient-           rule is to allow 0.5% additional resistance for each C of
                 response performance, especially at low VVP - VOUT            temperature rise.
                 difference. Low inductor values allow the inductor cur-
                 rent to slew faster, replenishing charge removed from
                 the output filter capacitors by a sudden load step. The

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            High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                                    Controllers for Notebooks

Examining the 2A circuit example with a maximum            once enough capacitance is added to meet the over-           MAX1762/MAX1791
RDS(ON) = 52m at +85C temperature reveals the fol-        shoot requirement, undershoot at the rising load edge
lowing:                                                    is no longer a problem (see the VSAG equation in the
                                                           Design Procedure section).
               IVALLEY = 90mV / 52m = 1.73A
                                                           The amount of overshoot due to stored inductor energy
Checking the corresponding ILOAD(MAX) reveals:             can be calculated as:

ILOAD(MAX)  =   IVALLEY     =  1-  1.73A       =  2.1A                    V  LIPEAK2
               1 - 0.5 LIR         0.5 0.35                                   2CVOUT

A current-sense resistor can be connected from CS to       where IPEAK is the peak inductor current.
GND to set the current limit for the device. The
MAX1762/MAX1791 will use the sense resistor instead                                       Stability Considerations
of the RDS(ON) of Q2 to limit the current. The maximum     Stability is determined by the value of the ESR zero
value of the sense resistor can be calculated with the     (fESR) relative to the switching frequency (f). The point
equation:                                                  of instability is given by the following equation:

                     ILIMIT = 90mV / RSENSE                               ESR   
                                                                                 
                          Output Capacitor Selection
The output filter capacitor must have low enough effec-    where:
tive series resistance (ESR) to meet output ripple and
load-transient requirements, yet have high enough ESR              ESR                 1    COUT
to satisfy stability requirements. In CPU VCORE convert-                  2    RESR
ers and other applications where the output is subject
to large load transients, the output capacitor's size      For a typical 300kHz application, the ESR zero frequen-
depends on how much ESR is needed to prevent the           cy must be well below 95kHz, preferably below 50kHz.
output from dipping too low under a load transient.        Tantalum, Sanyo POSCAP, and Panasonic SP capaci-
Ignoring the sag due to finite capacitance:                tors in widespread use at the time of publication have
                                                           typical ESR zero frequencies of 20kHz. In the design
            RESR        VDIP                               example used for inductor selection, the ESR needed
                    ILOAD(MAX)                             to support a specified ripple voltage is found by the
                                                           equation:

where VDIP is the maximum tolerable transient voltage                              RESR = VRIPPLE(p-p)
drop. In non-CPU applications, the output capacitor's                                         LIR ILOAD
size depends on how much ESR is needed to maintain
an acceptable level of output voltage ripple:              where LIR is the inductor ripple current ratio, and ILOAD
                                                           is the average DC load. Using a LIR = 0.35 and an
RESR             LIR    Vp - p                            average load current of 2A, the ESR needed to support
                         ILOAD(MAX)                        50mVp-p ripple is 71m.

where Vp-p is the peak-to-peak output voltage ripple.      Do not use high-value ceramic capacitors directly
The actual microfarad capacitance value required           across the fast feedback inputs (FB to GND) without
relates to the physical size needed to achieve low ESR,    taking precautions to ensure stability. Large ceramic
as well as to the chemistry of the capacitor technology.   capacitors can have a high-ESR zero frequency and
Thus, the capacitor is usually selected by ESR and volt-   cause erratic, unstable operation. However, it's easy to
age rating rather than by capacitance value (this is true  add enough series resistance by placing the capaci-
of tantalum, SP, POS, and other electrolytic-type          tors a couple of inches downstream from the junction of
capacitors).                                               the inductor and FB pin.

When using low-capacity filter capacitors such as          Unstable operation manifests itself in two related but dis-
ceramics, capacitor size is usually determined by the      tinctly different ways: double-pulsing and fast-feedback
capacity needed to prevent VSAG and VSOAR from             loop instability. Double pulsing occurs due to noise on
causing problems during load transients. Generally,        the output or because the ESR is so low that there isn't
                                                           enough voltage ramp in the output voltage signal. This

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                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  "fools" the error comparator into triggering a new cycle         Duty Cycle) equal to the switching losses (CVVP2f).
                 immediately after the 500ns minimum off-time period has          Make sure that the conduction losses at the minimum
                 expired. Double pulsing is more annoying than harmful,           input voltage do not exceed the package thermal limits
                 resulting in nothing worse than increased output ripple.         or violate the overall thermal budget. Conduction losses
                 However, it can indicate the possible presence of loop           plus switching losses at the maximum input voltage
                 instability, which is caused by insufficient ESR. Loop           should not exceed the package ratings or violate the
                 instability can result in oscillations at the output after line  overall thermal budget (see MOSFET Power Dis-
                 or load perturbations that can cause the output voltage          sipation).
                 to fall below the tolerance limit.
                                                                                  In addition to efficiency considerations, the selection of
                 The easiest method for checking stability is to apply a          the RDS(ON) of the low-side MOSFET must account for
                 very fast zero-to-max load transient (refer to the               the regulator's required current limit. Choose a MOS-
                 MAX1762/MAX1791 EV kit manual) and carefully                     FET that has a low enough resistance over the operat-
                 observe the output voltage ripple envelope for over-             ing temperature range such that the device will not
                 shoot and ringing. It can help to simultaneously monitor         enter current limit during normal operation (see
                 the inductor current with an AC current probe. Don't             Determining Current Limit). Conversely, ultra-low
                 allow more than one cycle of ringing after the initial           RDS(ON) devices may set the current limit too high and
                 step-response under- or overshoot.                               may result in only incremental improvements in efficien-
                                                                                  cy. Some large N-channel FETs also have substantial
                                             Input Capacitor Selection            interelectrode capacitance. Verify that the MAX1762/
                 The input capacitor must meet the ripple-current require-        MAX1791 DL driver can hold the gate off when the high
                 ment (IRMS) imposed by the switching currents.                   side switch turns on. Cross-conduction problems can
                 Nontantalum chemistries (ceramic or OS-CONTM) are pre-           occur when the high-side switch turns on due to cou-
                 ferred due to their resilience to power-up surge currents:       pling through the N-channel's parasitic drain-to-gate
                                                                                  capacitance.
                                       VOUT       (VVP  -  VOUT  )  
                 IRMS  ILOAD =                     IVP                            The MAX1762/MAX1791 have adaptive dead-time cir-
                                                                                  cuitry that prevents the high-side and low-side
                                              Power MOSFET Selection              MOSFETs from conducting at the same time (see MOS-
                 DC bias and output power considerations dominate the             FET Gate Drivers). Even with this protection, it is still
                 selection of the power MOSFETs used with the                     possible for delays internal to the MOSFET to prevent
                 MAX1762/MAX1791. Take care not to exceed the                     one MOSFET from turning off while the other is turned
                 device's maximum voltage ratings. In general, both               on. The maximum mismatch time that can be tolerated
                 switches are exposed to the supply voltage, so select            is 60ns. Select devices that have low turn-off times, and
                 MOSFETs with VDS (max) greater than VP (max). Gate               make sure that NFET(tD(off,max)) - PFET(tD(on,min)) <
                 drives to the N-channel and P-channel MOSFETs are                60ns, and PFET(tD(off,max)) - NFET(tD(on,min)) < 60ns.
                 not symmetrical. The N-channel device is driven from             Failure to do so may result in efficiency-killing shoot-
                 ground to the logic supply VL, while the P-channel               through currents.
                 device is driven from VP to ground. The maximum rat-
                 ing for VGS for the N-channel device is usually not an                              MOSFET Power Dissipation
                 issue; however, VGS (max) for the P-channel must be at
                 least VP (max). Since VGS (max) is usually lower than            Worst-case conduction losses occur at the duty factor
                 VDS (max), gate drive constraints often dictate the              extremes. For the high-side MOSFET, the worst-case
                 required P-channel breakdown rating.                             power dissipation (PD) due to resistance occurs at min-
                                                                                  imum battery voltage:
                 For moderate input-to-output differentials, the high-side
                 MOSFET (Q1) can be sized smaller than the low-side               PD(Q1 resistance)  =      VOUT       ILOAD2    RDS(ON)
                 MOSFET (Q2) without compromising efficiency. The                                         VVP(MIN)  
                 high-side switch operates at a very low duty cycle
                 under these conditions, so most conduction losses                Generally, a small high-side MOSFET is desired to
                 occur in Q2. For maximum efficiency, choose a high-              reduce switching losses at high input voltage. However,
                 side MOSFET (Q1) that has conduction losses (I2R x               the RDS(ON) required to stay within package power-dis-
                                                                                  sipation limits often limits how small the MOSFET can
                 OS-CON is a trademark of Sanyo.                                  be. Again, the optimum occurs when the switching (AC)
                                                                                  losses equal the conduction (RDS(ON)) losses. High-

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High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                        Controllers for Notebooks

side switching losses don't usually become an issue           unchanged, this voltage will be approximately 0.7V (a       MAX1762/MAX1791
until the input is greater than approximately 15V.            diode drop) at both transition edges while both switch-
                                                              es are off. In between the edges, the low-side switch
Switching losses in the high-side MOSFET can become           conducts; the drop is IL  RDS(ON). If a Schottky clamp
                                                              is connected across the low-side switch, the initial and
an insidious heat problem when maximum battery volt-          final voltage drops will be reduced, improving efficien-
age is applied, due to the squared term in the CV2f           cy slightly.

switching loss equation. If the high-side MOSFET cho-         Choose a Schottky diode (D1) having a forward voltage
                                                              low enough to prevent the Q2 MOSFET body diode
sen for adequate RDS(ON) at low battery voltages              from turning on during the dead time. As a general rule,
becomes extraordinarily hot when subjected to                 a diode having a DC current rating equal to 1/3 of the
                                                              load current is sufficient. This diode is optional and can
VVP(MAX), reconsider your choice of high-side MOS-            be removed if efficiency isn't critical.
FET.
                                                                                      Applications Issues
Calculating the power dissipation in Q1 due to switch-
ing losses is difficult since it must allow for difficult                                        Dropout Performance
quantifying factors that influence the turn-on and turn-      The output voltage adjust range for continuous-conduc-
off times. These factors include the internal gate resis-     tion operation is restricted by the nonadjustable 500ns
tance, gate charge, threshold voltage, source induc-          (max) minimum off-time one-shot. When working with
tance, and PC board layout characteristics. The follow-       low input voltages, the duty-factor limit must be calcu-
ing switching loss calculation provides only a very           lated using worst-case values for on- and off-times.
rough estimate and is no substitute for breadboard            Manufacturing tolerances and internal propagation
evaluation, preferably including a verification using a       delays introduce an error to the tON K-factor. Also,
thermocouple mounted on Q1:                                   keep in mind that transient response performance of
                                                              buck regulators operating close to dropout is poor, and
PD (Q1 switching) =    CRSS   VVP(MAX)2         ILOAD      bulk output capacitance must often be added.
                                    IGATE                 
                                                              Dropout design example: VIN = 7V (min), VOUT = 5V, f
where CRSS is the reverse transfer capacitance of Q1,         = 300kHz. The required duty cycle is :
and IGATE is the peak gate-drive source/sink current.

For the low-side MOSFET, the worst-case power dissi-
pation always occurs at maximum battery voltage:

                       VOUT       ILOAD2   RDS                      DCREQ  =  VOUT + VSW  =  5V + 0.1V  = 0.74
PD(Q2) = 1 -         VVP(MAX)                                                    VVP - VSW     7V - 0.1V

The absolute worst case for MOSFET power dissipation          The worst-case on-time is:
occurs under heavy overloads that are greater than
ILOAD(MAX) but are not quite high enough to exceed            tON(MIN)       =  VOUT + 0.075     K  =  5V + 0.075  
the current limit and cause the fault latch to trip. To pro-                          VVP                    7V
tect against this possibility, the circuit must be overde-
signed to tolerate:                                                          3.35s 90% = 2.18s

ILOAD = ILIMIT(HIGH) + (LIR / 2 )  ILOAD(MAX)                 The maximum IC duty factor based on timing con-
                                                              straints of the MAX1762/MAX1792 is:

where ILIMIT(HIGH) is the maximum valley current              Duty =  tON(MIN)              = 2.18s = 0.82
allowed by the current-limit circuit, including threshold
tolerance and on-resistance variation. This means that                tON(MIN) + tOFF(MAX) 2.18s + 0.5s
the MOSFET must be very well heatsinked. If short-cir-
cuit protection without overload protection is enough, a      which meets the required duty cycle. Remember to
normal ILOAD value can be used for calculating compo-         include inductor resistance and MOSFET on-state volt-
nent stresses.                                                age drops (VSW) when doing worst-case dropout duty-
                                                              factor calculations.
During the period when the high-side switch is off, cur-
rent circulates from ground to the junction of both FETs                                        Fixed Output Voltages
and the inductor. As a consequence, the polarity of the       The MAX1762/MAX1791 Dual Mode operation allows
switching node is negative with respect to ground. If         the selection of common voltages without requiring
                                                              external components (Figure 9). Connect FB to GND for

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                 High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                 Controllers for Notebooks

MAX1762/MAX1791  OUT                                                           (Figure 10). Refer to the MAX1791 EV kit manual for a
                                                                               specific layout example.
                                                      FIXED TO ERROR
                                                               AMP             If possible, mount all of the power components on the
                                                      1.8V                     top side of the board, with their ground terminals flush
                                                                               against one another. Follow these guidelines for good
                                                      FIXED                    PC board layout:
                                                      3.3V
                                                                               Isolate the power components on the top side from
                                             FB                       MAX1762       the sensitive analog components on the bottom
                                          0.150V                                    side with a ground shield. Use a separate GND
                                                                                    plane under OUT. Avoid the introduction of AC cur-
                                             2.5V                                   rents into the GND ground planes. Run the power
                                                                                    plane ground currents on the top side only, if possi-
                 Figure 9. Feedback MUX                                             ble.

                 a fixed +1.8V (MAX1762) or 3.3V (MAX1791) output.             Keep the high-current paths short, especially at the
                 Connect FB to VL for a fixed 2.5V (MAX1762) or 5.0V                ground terminals. This practice is essential for sta-
                 (MAX1791) output. Otherwise, connect FB to a resistive             ble, jitter-free operation.
                 voltage-divider for an adjustable output.
                                                                               Keep the power traces and load connections short.
                                           Setting the Output Voltage               This practice is essential for high efficiency. Using
                 Select VOUT > 1.25V for the MAX1762/MAX1791 by                     thick copper PC boards (2oz vs. 1oz) can enhance
                 connecting FB to a resistive voltage-divider between               full-load efficiency by 1% or more. Correctly routing
                 VOUT and GND (Figure 2). Choose R2 to be about                     PC board traces is a difficult task that must be
                 10k, and solve for R1 using the equation:                          approached in terms of fractions of centimeters,
                                                                                    where a single milliohm of excess trace resistance
                 VOUT                              =  VFB     1+  R1               causes a measurable efficiency penalty.
                                                                   R2
                                                                               Inductor and GND connections to the synchronous
                 where VFB = 1.25V. For a VOUT = 3.0V, R2 = 10k and                 rectifiers for current limiting must be made using
                 R1 = 14k.                                                          Kelvin sensed connections to guarantee the cur-
                                                                                    rent-limit accuracy. With SO-8 MOSFETs, this is
                 For a desired VOUT < 1.25V, connect FB to a resistive              best done by routing power to the MOSFETs from
                 voltage-divider between REF and OUT (Figure 3).                    outside using the top copper layer, while connect-
                 Choose R1 to be about 50k, and solve for R2 using                  ing GND and CS inside (underneath) the MAX
                 the equation:                                                      package.

                 R2   =                            VOUT - VFB        R1       When trade-offs in trace lengths must be made, it's
                                                   VFB - VREF                       preferable to allow the inductor charging path to be
                                                                                    made longer than the discharge path. For example,
                                                                                    it's better to allow some extra distance between the
                 where VFB = 1.25V and VREF = 2.0V. For a VOUT =                    input capacitors and the high-side MOSFET than to
                 1.0V, R1 = 50k and R2 = 16.5k. Under these condi-                  allow distance between the inductor and the low-
                                                                                    side MOSFET or between the inductor and the out-
                 tions, a minimum load of VREF - VFB / R1 >15A is                  put filter capacitor.
                 required.
                                                                               Ensure that the OUT connection to COUT is short
                                          PC Board Layout Guidelines                and direct. However, in some cases it may be desir-
                 Careful PC board layout is critical to achieve low                 able to deliberately introduce some trace length
                 switching losses and clean, stable operation. This is              between the OUT connector node and the output
                 especially true when multiple converters are on the                filter capacitor (see Stability Considerations).
                 same PC board where one circuit can affect the other.
                 The switching power stages require particular attention       Route high-speed switching nodes (CS, DH, and
                                                                                    DL) away from sensitive analog areas (FB). Use
                                                                                    GND as an EMI shield to keep radiated switching
                                                                                    noise away from the IC's feedback divider and ana-
                                                                                    log bypass capacitors.

                 18 ______________________________________________________________________________________
High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
                        Controllers for Notebooks

USE AGND PLANE TO:                  USE PGND PLANE TO:                                                                             MAX1762/MAX1791

- BYPASS VCC AND REF                - BYPASS VVP

- TERMINATE EXTERNAL FB - CONNECT PGND TO THE TOPSIDE STAR GROUND

DIVIDER (IF USED)

- PIN-STRAP CONTROL

INPUTS                              AGND                                                                  VOUT
                                                                                                 C2
                                                                                             L1
                                                                                                        GND
                                                        PGND

                                                                                             D1

                                                                              P1

                                                                       VL     N1

                                                        VIA TO GROUND

                                                                       VBATT                 C1

        CONNECT PGND TO AGND

        BENEATH THE MAX1762/MAX1791 AT

        ONE POINT ONLY AS SHOWN.

                                          NOTE: EXAMPLE SHOWN IS FOR DUAL N-CHANNEL MOSFET.

Figure 10. PC Board Layout Example

                                         Layout Procedure                   sides. The top-side star ground is a star connection
1) Place the power components first, with ground ter-                       of the input capacitors, side 1 low-side MOSFET.
                                                                            Keep the resistance low between the star ground
     minals adjacent (Q1 source, CIN, COUT). If possi-                      and the source of the low-side MOSFETs for accu-
     ble, make all these connections on the top layer                       rate current limit. Connect the top-side star ground
     with wide, copper-filled areas.                                        (used for MOSFET, input, and output capacitors) to
                                                                            the small island with a single short, wide connection
2) Mount the controller IC adjacent to the synchro-                         (preferably just a via).
     nous-rectifier MOSFETs, preferably on the back
     side in order to keep CS, GND, and the DL gate                    6) Connect the output power planes directly to the out-
     drive lines short and wide. The DL gate trace must                     put filter capacitor positive and negative terminals
     be short and wide (measuring 50mils to 100mils                         with multiple vias.
     wide if the MOSFET is 1in from the controller IC).
                                                                                                    Chip Information
3) Place the VL bypass capacitor near the controller
     IC.                                                               TRANSISTOR COUNT: 3520

4) Make the DC-DC controller ground connections as                     PROCESS: S8E1FP
     follows: Near the IC, create a small analog ground
     plane. Connect this plane to GND, and use this
     plane for the ground connection for the REF and
     VVP bypass capacitors and FB dividers.

5) On the board's top side (power planes), make a
     star ground to minimize crosstalk between the two

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High-Efficiency, 10-Pin MAX, Step-Down
Controllers for Notebooks

                                                                                     Package Information
MAX1762/MAX1791
                                                                                                                                                                                                                         10LUMAX.EPS

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