电子工程世界电子工程世界电子工程世界

型号

产品描述

搜索
 

MAX17409GTI+

器件型号:MAX17409GTI+
文件大小:511.46KB,共0页
厂商名称:MAXIM [Maxim Integrated Products]
厂商官网:http://www.maxim-ic.com
下载文档

MAX17409GTI+在线购买

供应商 器件名称 价格 最低购买 库存  
MAX17409GTI+ ¥87 1 点击查看 点击购买

器件描述

文档预览

MAX17409GTI+器件文档内容

19-4590; Rev 1; 7/09
              EVAALVUAAILTAIOBNLEKIT

                                      1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                        General Description                                                           Features                     MAX17409

The MAX17409 is a 1-phase Quick-PWMTM step-down             o 1-Phase Quick-PWM Controller
VID power-supply controller for high-performance graph-     o 6mV VOUT Accuracy Over Line, Load, and
ics processors. The Quick-PWM control provides instan-
taneous response to fast-load current steps. Active            Temperature
voltage positioning reduces power dissipation and bulk      o 6-Bit Graphics DAC (12.5mV LSB)
output capacitance requirements and allows ideal posi-      o Active Voltage Positioning with Adjustable Gain
tioning compensation for tantalum, polymer, or ceramic      o Accurate Droop and Current Limit
bulk output capacitors.                                     o Remote Output and Ground Sense
                                                            o Buffered 2V Reference Output for Offsets
The MAX17409 is intended for two different notebook         o Power-Good Window Comparator
processor core applications: either bucking down the bat-   o Temperature Comparator
tery directly to create the core voltage, or bucking down   o Drives Large Synchronous Rectifier FETs
the +5V system supply. The single-stage conversion          o 2V to 26V Power Input Range
method allows this device to directly step down high-volt-  o Adjustable Switching Frequency (600kHz max)
age batteries for the highest possible efficiency.          o Output Overvoltage and Undervoltage Protection
Alternatively, 2-stage conversion (stepping down the +5V    o Soft-Startup and Soft-Shutdown
system supply instead of the battery) at higher switching   o Internal Boost Diodes
frequency provides the minimum possible physical size.
                                                                                                     Ordering Information
A slew-rate controller allows controlled transitions
between VID codes. A thermistor-based temperature           PART                                     TEMP RANGE       PIN-PACKAGE
sensor provides programmable thermal protection.
                                                            MAX17409GTI+                             -40C to +105C  28 TQFN-EP*
The MAX17409 is available in a 28-pin, 4mm x 4mm
TQFN package.                                               +Denotes a lead(Pb)-free/RoHS-compliant package.
                                                            *EP = Exposed pad.
                                    Applications

         Graphics Core (GPU) Power Supplies

         Voltage-Positioned Step-Down Converters

         2-to-4 Li+ Cells Battery to Processor Core
         Supply Converters

         Notebooks/Desktops/Servers

                                                                                                     Pin Configuration

                                      TOP VIEW   LX
                                                       BST
                                                             VDD
                                                                   DL
                                                                         PGND
                                                                               G5
                                                                                     G4

                                                 21 20 19 18 17 16 15

                                          DH 22  MAX17409                                   14 G3
                                        GND 23                                              13 G2
                                      VRHOT 24      PAD                                     12 G1
                                         REF 25     GND                                     11 G0
                                        ILIM 26                                             10 SHDN
                                         VCC 27                                             9 PWRGD
                                        CCV 28                                              8 TON

                                                 1 234567

                                                 IMON
                                                       GNDS/OFSP

                                                             FB
                                                                   CSN
                                                                         CSP
                                                                               SKIP
                                                                                      THRM
                                                                                     THIN QFN
Quick-PWM is a trademark of Maxim Integrated Products, Inc.

                          ________________________________________________________________ Maxim Integrated Products 1

For pricing, delivery, and ordering information, please contact Maxim Direct at 1-888-629-4642,
or visit Maxim's website at www.maxim-ic.com.
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

          VCC, VDD to GND .....................................................-0.3V to +6V       LX to BST...............................................................-6V to +0.3V
          G0G5 to GND .........................................................-0.3V to +6V
                                                                                                  BST to VDD ..........................................................-0.3V to +30V
          CSP, CSN to GND ....................................................-0.3V to +6V        DH to LX .................................................-0.3V to (VBST + 0.3V)
          ILIM, THRM, VRHOT, PWRGD to GND ....................-0.3V to +6V                      Continuous Power Dissipation (TA = +70C)
                                                                                                   28-Pin 4mm x 4mm TQFN
          SKIP to GND.............................................................-0.3V to +6V

          CCV, FB, IMON, REF to GND .....................-0.3V to (VCC + 0.3V)                     (derate 21.3mW/C above +70C) ............................1702mW
          SHDN to GND (Note 1)...........................................-0.3V to +30V          Operating Temperature Range .........................-40C to +105C

          TON to GND ...........................................................-0.3V to +30V   Junction Temperature ......................................................+150C

          GNDS/OFSP, PGND to GND (Note 2) ...................-0.3V to +0.3V                     Storage Temperature Range .............................-65C to +165C

          Internal Driver (Note 2)                                                              Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300C

          DL to PGND .............................................-0.3V to (VDD + 0.3V)
          BST to GND .........................................................-0.3V to +36V

          Note 1: SHDN might be forced to 12V for the purpose of debugging prototype breadboards using the no-fault test mode, which dis-

          ables fault protection.

          Note 2: Measurements valid using a 20MHz bandwidth limit.

          Stresses beyond those listed under "Absolute Maximum Ratings" may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
          operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
          absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.

          ELECTRICAL CHARACTERISTICS

          (Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
          G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = 0C to +85C, unless otherwise specified. Typical values are at TA = +25C.) (Note 3)

                       PARAMETER          SYMBOL                                                CONDITIONS     MIN TYP MAX UNITS
          PWM CONTROLLER

          Input Voltage Range                     VCC, VDD                                                     4.5          5.5   V

          DC Output-Voltage Accuracy      AGNDS   Measured at FB with respect to GNDS;                          -6    0.1    +6     mV
                                          IGNDS   includes load-regulation error (Note 4)
          Line Regulation Error                   VCC = 4.5V to 5.5V, VIN = 4.5V to 26V                        -200  1.00   +200    %
          GNDS Input Range                 VREF                                                                0.97         1.03    mV
          GNDS/OFSP Gain                          VOUT/VGNDS, -200mV  VGNDS  +200mV                                  2.000   +2     V/V
          GNDS/OFSP Input Bias Current                                                                          -2   2.000  2.02    A
                                                  VCC = 4.5V to 5.5V, IREF = 100A                             1.98  12.5   2.02
          REF Voltage                             IREF = 0 to 1mA                                              1.97         14.0     V
                                                                                                               11.0
          Dynamic VID Slew-Rate Accuracy                                                                                          mV/s

          Soft-Start/Soft-Shutdown                                                                             1.248 1.56 1.872 mV/s
          Slew-Rate Accuracy

                                                                                                RTON = 96.75k  142 167 192

          On-Time (Note 5)                tON     VIN = 12V, VFB = 1.2V RTON = 200k                            300 333 366        ns

          Minimum Off-Time                                                                      RTON = 303.25k 425   500    575
          TON Shutdown Input Current
                                          tOFF(MIN) Measured at DH (Note 5)                                          300 375      ns
                                                          SHDN = GND, VIN = 26V, VCC = VDD = 0 or 5V
                                                                                                                     0.01 0.1     A

          2 _______________________________________________________________________________________
                                1-Phase Quick-PWM GPU Controller

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)                                                                                             MAX17409

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = 0C to +85C, unless otherwise specified. Typical values are at TA = +25C.) (Note 3)

             PARAMETER          SYMBOL                      CONDITIONS                 MIN TYP MAX UNITS
BIAS CURRENTS

Quiescent Supply Current (VCC)  ICC         Measured at VCC, SKIP = 5V, FB forced            1.5   3     mA
                                            above the regulation point

Quiescent Supply Current (VDD)  IDD         Measured at VDD, SKIP = 0V, FB forced            0.02  1     A
                                            above the regulation point, TA = +25C
Shutdown Supply Current (VCC)
Shutdown Supply Current (VDD)               Measured at VCC, SHDN = GND, TA = +25C          0.01  1     A
FAULT PROTECTION
                                            Measured at VDD, SHDN = GND, TA = +25C          0.01  1     A

                                            Skip mode after output reaches the

                                            regulation voltage or PWM mode;            250 300 350       mV

                                            measured at FB with respect to unloaded

Output Overvoltage Protection               output voltage
Threshold
                                VOVP        Soft-start, soft-shutdown, skip mode, and

                                            output have not reached the regulation     1.45 1.50 1.55
                                            voltage; measured at FB                                                             V

                                            Minimum OVP threshold; measured at FB            0.8

Output Overvoltage Propagation  tOVP FB forced 25mV above trip threshold                     10          s
Delay

Output Undervoltage Protection  VUVP        Measured at FB with respect to unloaded    -450  -400  -350  mV
Threshold                                   output voltage

Output Undervoltage             tUVP FB forced 25mV below trip threshold                     10          s
Propagation Delay

PWRGD Startup Delay                         Measured at startup from the time when     3     5     8     ms
                                            SHDN goes high

                                            Measured at FB Lower threshold, falling    -350  -300  -250
                                            with respect to edge (undervoltage)

PWRGD Threshold                             unloaded output                                              mV

                                            voltage, 15mV Upper threshold, rising      +150  +200  +250
                                            hysteresis (typ) edge (overvoltage)

PWRGD Transition Blanking       tBLANK      Measured from the time when FB reaches           20          s
Time                                        the target voltage (Note 4) based on the
                                            slew rate                                        10          s
PWRGD Delay                                 FB forced 25mV outside the PWRGD trip
PWRGD Output Low Voltage                    threshold s                                            0.4   V
PWRGD Leakage Current                       ISINK = 3mA
                                                                                                   1     A
                                            High state, PWRGD forced to 5V

VCC Undervoltage-Lockout        VUVLO(VCC)  Rising edge, 50mV typical hysteresis,      4.05 4.25 4.48    V
Threshold                                   controller disabled below this level

CSN Discharge Resistance                    VCC = VDD = 4.0V                                 8           
in UVLO

                 _______________________________________________________________________________________ 3
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)

          (Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
          G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = 0C to +85C, unless otherwise specified. Typical values are at TA = +25C.) (Note 3)

          PARAMETER                        SYMBOL              CONDITIONS                        MIN TYP MAX UNITS

          THERMAL COMPARATOR AND PROTECTION

          VRHOT Trip Threshold                      Measured at THRM with respect to VCC;        29.2   30    30.8  %

                                                    falling edge; typical hysteresis = 100mV

          VRHOT Delay                      t VRHOT  THRM forced 25mV below the VRHOT trip               10          s
                                                    threshold; falling edge

          VRHOT Output On-Resistance       R VRHOT Low state                                            2     8     

          VRHOT Leakage Current            I VRHOT High state, VRHOT forced to 5V, TA = +25C                 1     A

          THRM Input Leakage               I THRM VTHRM = 0 to 5V, TA = +25C                    -100         +100  nA

          Thermal-Shutdown Threshold       TSHDN Typical hysteresis = 15C                              160         C

          VALLEY CURRENT LIMIT AND DROOP

          Current-Limit Threshold Voltage  VLIMIT VCSP - VCSN           VREF - VILIM = 100mV     7      10    13    mV
          (Positive Adjustable)
                                                                        VREF - VILIM = 500mV     45     50    55

          Current-Limit Threshold Voltage           ILIM = VCC, VCSP - VCSN                      20     22.5  25    mV
          (Positive Default)

          Current-Limit Threshold Voltage  VLIMIT(NEG) VCSP - VCSN, nominally -125% of VLIMIT    -4           +4    mV
          (Negative) Accuracy

          Current-Limit Threshold Voltage  VZERO VPGND - VLX                                            1           mV
          (Zero Crossing)

          CSP, CSN Common-Mode                                                                   0            1.9   V
          Input Range

          CSP, CSN Input Current                    TA = +25C                                   -0.2         +0.2  A
          ILIM Input Current                        TA = +25C                                   -100
          Droop Amplifier (GMD) Offset                                                           -0.75        +100  nA
                                                    (VCSP - VCSN) at IFB = 0
          Droop Amplifier (GMD)                     IFB/(VCSP - VCSN);                                        +0.75 mV
          Transconductance                          FB = CSN = 0.45V to 2.0V,
                                                    and (VCSP - VCSN) = -15.0mV to +15.0mV       592 600 608        S
          GATE DRIVERS
                                           RON(DH)  BST - LX forced     High state (pullup)             0.9   2.5   
          DH Gate-Driver On-Resistance              to 5V               Low state (pulldown)
                                                                                                        0.7   2.0
          DL Gate-Driver On-Resistance
                                                          High state (pullup)                           0.7   2.0   
          DH Gate-Driver Source Current    RON(DL)
          DH Gate-Driver Sink Current                                                                   0.25 0.7
          DL Gate-Driver Source Current                   Low state (pulldown)
          DL Gate-Driver Sink Current
          Internal BST Switch              IDH(SOURCE) DH forced to 2.5V, BST - LX forced to 5V         2.2         A
          On-Resistance                      IDH(SINK) DH forced to 2.5V, BST - LX forced to 5V
                                                                                                        2.7         A
                                           IDL(SOURCE) DL forced to 2.5V
                                                                                                        2.7         A

                                           IDL(SINK) DL forced to 2.5V                                  8           A

                                           RBST IBST = 10mA, VDD = 5V                                   10    20   

          4 _______________________________________________________________________________________
                                 1-Phase Quick-PWM GPU Controller

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)                                                                                            MAX17409

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = 0C to +85C, unless otherwise specified. Typical values are at TA = +25C.) (Note 3)

PARAMETER                        SYMBOL              CONDITIONS                   MIN TYP MAX UNITS

CURRENT MONITOR

Current-Monitor Transconductance Gm(IMON) IIMON/(VCSP - VCSN), VCSN = 0.5V to 1.0V 4.9     5.0  51    mS

Current-Monitor Offset Referred          IIMON = 0                                -1.0          +1.0  mV
to V(CSP,CSN)

IMON Clamp Voltage               VIMON IIMON = -1.0mA                             1.05 1.10 1.15      V
LOGIC AND I/O
Logic-Input High Voltage         VIH     SHDN, SKIP                               2.3                 V
Logic-Input Low Voltage
                                 VIL     SHDN, SKIP                                             1.0   V

Low-Voltage Logic-Input          VIHLV G0G5                                      0.67                V
High Voltage

Low-Voltage Logic-Input          VILLV G0G5                                                    0.33  V
Low Voltage                                   TA = +25C, SHDN, SKIP, G0G5 = 0 or 5V -1
                                                                                                +1    A
Logic-Input Current

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = -40C to +105C, unless otherwise specified.) (Note 3)

PARAMETER                        SYMBOL              CONDITIONS                   MIN TYP MAX UNITS

PWM CONTROLLER                           VCC, VDD                                 4.5           5.5   V
Input Voltage Range

DC Output-Voltage Accuracy               Measured at FB with respect to GNDS,     -10           +10   mV
                                         includes load regulation error (Note 4)

GNDS Input Range                         For positive offset and remote-sense errors -200       +200 mV

GNDS/OFSP Gain                   AGNDS   VOUT/VGNDS, -200mV  VGNDS  +200mV        0.95          1.05  V/V
REF Voltage                       VREF   VCC = 4.5V to 5.5V, IREF = 100A         1.97
Dynamic VID Slew-Rate Accuracy           IREF = 0 to 1mA                          1.95          2.03
                                                                                   10                          V

                                                                                                2.03

                                                                                                15 mV/s

Soft-Start/Soft-Shutdown                                                          1.248         1.872 mV/s
Slew-Rate Accuracy

                                                       RTON = 96.75k              142           192

On-Time (Note 5)                 tON     VIN = 12V, VFB = 1.2V RTON = 200k        300           366   ns

Minimum Off-Time                                       RTON = 303.25k 425                       575
BIAS CURRENTS
                                 tOFF(MIN) Measured at DH (Note 5)                              400   ns

Quiescent Supply Current (VCC)   ICC     Measured at VCC, SKIP = 5V, FB forced                  3     mA
                                         above the regulation point

                  _______________________________________________________________________________________ 5
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)

          (Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
          G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = -40C to +105C, unless otherwise specified.) (Note 3)

                       PARAMETER           SYMBOL                   CONDITIONS                     MIN TYP MAX UNITS
          FAULT PROTECTION
                                                       Skip mode after output reaches the
          Output Overvoltage-Protection
          Threshold                                    regulation voltage or PWM mode;             250   350   mV
                                                       measured at FB with respect to unloaded

                                           VOVP output voltage

                                                       Soft-start, soft-shutdown, skip mode, and

                                                       output have not reached the regulation      1.45  1.55  V

                                                       voltage, measured at FB

          Output Undervoltage-Protection   VUVP        Measured at FB with respect to unloaded     -450  -350  mV
          Threshold                                    output voltage

          PWRGD Startup Delay                          Measured at startup from the time when      3     8     ms
                                                       SHDN goes high

                                                       Measured at FB    Lower threshold, falling  -350  -250  mV
                                                       with respect to   edge (undervoltage)       +150
          PWRGD Threshold                              unloaded output
                                                       voltage; 15mV     Upper threshold, rising
                                                       hysteresis (typ)  edge (overvoltage)              +250 mV

          PWRGD Output Low Voltage                     ISINK = 3mA                                       0.4   V

          VCC Undervoltage-Lockout         VUVLO(VCC)  Rising edge, 50mV typical hysteresis,       4.0   4.5   V
          Threshold                                    controller disabled below this level

          THERMAL COMPARATOR AND PROTECTION

          VRHOT Trip Threshold                         Measured at THRM with respect to VCC;       29.2  30.8  %
                                                       falling edge; typical hysteresis = 100mV
          VRHOT Output On-Resistance       RVRHOT                                                    7   8     
                                                       Low state                                    45
                                                                                                    20
          VALLEY CURRENT LIMIT AND DROOP

          Current-Limit Threshold Voltage  VLIMIT      VCSP - VCSN       VREF - VILIM = 100mV            13
          (Positive Adjustable)                                          VREF - VILIM = 500mV                        mV

                                                                                                         55

          Current-Limit Threshold Voltage              ILIM = VCC, VCSP - VCSN                           25    mV
          (Positive Default)

          Current-Limit Threshold Voltage  VLIMIT(NEG) VCSP - VCSN, nominally -125% of VLIMIT      -5    +5    mV
          (Negative) Accuracy

          CSP, CSN Common-Mode                                                                     0     1.9   V
          Input Range
          Droop Amplifier GMD) Offset                  (VCSP - VCSN) at IFB = 0                    -1.0  +1.0  mV

          Droop Amplifier (GMD)                        IFB/(VCSP - VCSN);
          Transconductance
                                                       FB = CSN = 0.45V to 2.0V,                   588   612   S

                                                       and (VCSP - VCSN) = -15.0mV to +15.0mV

          6 _______________________________________________________________________________________
                                  1-Phase Quick-PWM GPU Controller

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)                                                                                               MAX17409

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VDD = VCC = 5V, SHDN = ILIM = VCC, SKIP = GNDS = PGND = GND, VFB = VCSP = VCSN = 1.05V;
G5G0 set for 1.05V (G0G5 = 100110); TA = -40C to +105C, unless otherwise specified.) (Note 3)

             PARAMETER            SYMBOL               CONDITIONS                     MIN   TYP  MAX UNITS
GATE DRIVERS
                                  RON(DH)  BST - LX forced      High state (pullup)   4.9        2.5
DH Gate-Driver On-Resistance      RON(DL)  to 5V                Low state (pulldown)  -1.0                     
                                                                                      1.05
DL Gate-Driver On-Resistance               High state (pullup)                        2.3        2.0
                                                                                      0.67       2.0
Internal BST Switch                        Low state (pulldown)
On-Resistance                                                                                                  
CURRENT MONITOR                                                                                  0.7
Current-Monitor Transconductance
Current-Monitor Offset Referred   RBST IBST = 10mA, VDD = 5V                                     20   
to V(CSP,CSN)
IMON Clamp Voltage                Gm(IMON) IIMON/(VCSP - VCSN) VCSN = 0.5V to 1.0V               5.1   mS
LOGIC AND I/O                                     IIMON = 0
Logic-Input High Voltage                                                                         +1.0  mV
Logic-Input Low Voltage             VIMON IIMON = -1.0mA
Low-Voltage Logic-Input                                                                          1.15  V
High Voltage
                                   VIH     SHDN, SKIP                                                  V
                                   VIL     SHDN, SKIP
                                                                                                 1.0   V
                                  VIHLV    G0G5
                                                                                                       V

Low-Voltage Logic-Input           VILLV G0G5                                                    0.33  V
Low Voltage

Note 3: Limits are 100% production tested at TA = +25C. Maximum and minimum limits over temperature are guaranteed by design
          and characterization.

Note 4: The equation for the target voltage VTARGET is:
          VTARGET = the slew-rate-controlled version of VDAC, where VDAC = 0 for shutdown, VDAC = VVID otherwise (the VVID volt-
          ages for all possible VID codes are given in Table 4).
          In pulse-skipping mode, the output rises by approximately 1.5% when transitioning from continuous conduction to no load.

Note 5: On-time and minimum off-time specifications are measured from 50% to 50% at the DH pin, with LX forced to 0V, BST forced
          to 5V, and a 500pF capacitor from DH to LX to simulate external MOSFET gate capacitance. Actual in-circuit times might be
          different due to MOSFET switching speeds.

_______________________________________________________________________________________ 7
1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                                                               Typical Operating Characteristics

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VCC = VDD = 5V, SHDN = VCC, G0G5 set for 1.05V (G0G5 = 100110), TA = +25C, unless other-
wise specified.)
MAX17409

                                       EFFICIENCY (%)
                                                                                                                                                                                       MAX17409 toc01

                                                                                                                                        OUTPUT VOLTAGE (V)
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                             MAX17409 toc02
             0.9V OUTPUT EFFICIENCY                                                                                                               0.9V OUTPUT VOLTAGE
                 vs. LOAD CURRENT                                                                                                                    vs. LOAD CURRENT

100                                                                                                                                0.92
                               7V
                                                                                                                                               SKIP MODE
90                                                                                                                                0.91
               12V

80

70                                   20V                                                                                           0.90
                                                                                                                                                PWM MODE
60                                   SKIP MODE
                                     PWM MODE                                                                                      0.89
50
              0.1  1                 10   100                                                                                      0.88
40                                                                                                                                       0 2 4 6 8 10 12 14 16
   0.01                                                                                                                                                    LOAD CURRENT (A)

                   LOAD CURRENT (A)

              SWITCHING FREQUENCY                                                                                                              NO-LOAD SUPPLY CURRENT
                 vs. LOAD CURRENT                                                                                                                   vs. INPUT VOLTAGE

350                                                                                                                                100
          VIN = 12V

300

250

200

150
SWITCHING FREQUENCY (kHz)                                                                                                                        IIN
                                                                                                                   MAX17409 toc03
                                                                                                                                   10            ICC + IDD
                                                                                                SWITCHING FREQUENCY (kHz)
                                                                                                                                                                                                                                                                                        MAX17409 toc04ICC + IDD

                                                                                                                                   1

100                                  SKIP MODE                                                                                      0.1
                                     PWM MODE                                                                                                              IIN
50
              0.1  1                 10   100                                                                                                                                     SKIP MODE
  0                                                                                                                                                                               PWM MODE
    0.01                                                                                                                           0.01
                                                                                                                                         5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
                   LOAD CURRENT (A)
                                                                                                                                                          INPUT VOLTAGE (V)

                  0.8125V OUTPUT                                                                                                       Gm(FB) TRANSCONDUCTANCE
              VOLTAGE DISTRIBUTION                                                                                                              DISTRIBUTION

90                                                                                                                                 50
       +85C                                                                                                                              +85C

80 +25C                                                                                                                           45 +25C
SAMPLE PERCENTAGE (%) SAMPLE SIZE = 100                                                                                            SAMPLE PERCENTAGE (%)    SAMPLE SIZE = 100
                                                                                                                   MAX17409 toc05              590
70                                                                                                                                                  59240
                                                                                                                                                         594
60                                                                                                                                                            59635
                                                                                                                                                                   598
50                                                                                                                                                                      60030
40                                                                                                                                                                           602
30                                                                                                                                                                               60425
                                                                                                                                                                                      606
                                                                                                                                                                                           60820
                                                                                                                                                                                                610
                                                                                                                                   15
                                                                                                                                                                                                                                                      MAX17409 toc06
20                                                                                                                                 10

10                                                                                                                                 5

0   0.8075                                                                                                                         0
        0.8085
              0.8095                                                                                                                             TRANSCONDUCTANCE (S)
                  0.8105
                       0.8115
                            0.8125
                                 0.8135
                                      0.8145
                                           0.8155
                                                0.8165
                                                     0.8175

              OUTPUT VOLTAGE (V)

8 _______________________________________________________________________________________
                                   1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                                           Typical Operating Characteristics (continued)                                                                                                                                                                                                                              MAX17409

(Circuit of Figure 1, VIN = 12V, VCC = VDD = 5V, SHDN = VCC, G0G5 set for 1.05V (G0G5 = 100110), TA = +25C, unless other-
wise specified.)

     Gm(IMON) TRANSCONDUCTANCE                                                                                                         SOFT-START WAVEFORM                                                                   SOFT-SHUTDOWN WAVEFORM
               DISTRIBUTION
                                                                                                                                                                                                MAX17409 toc08                                                                                        MAX17409 toc09
100
SAMPLE PERCENTAGE (%)                                                                                                                                                                                              5V
            4.9090+85CSAMPLE SIZE = 100                                                                                           5V                                                                           A                                                                A
                 4.92+25C
                      4.94                                                                                                         0                                                                                0
                           4.9680
                                4.98
                                     5.0070                                                                                        0                                                                            B  0                                                                            B
                                          5.02
                                              5.0460                                                                               0.95V                                                                           0.95V
                                                   5.06                                                                                                                                             C
                                                        5.0850                                                                                                                                                                                                                                  C
                                                             5.10
40                                                                                                                                 0                                                                               0
                                                                                                                   MAX17409 toc07                                                              D
30                                                                                                                                                                                                                                                                             D
                                                                                                                                   0                                                                               0
20

10                                                                                                                                                                                             E                                                                               E
                                                                                                                                   0                                                                               0
0

                                                                                                                                                           1ms/div                                                                            100s/div

            TRANSCONDUCTANCE (mS)                                                                                                      A. SHDN, 5V/div              D. PWRGD, 5V/div                                      A. SHDN, 5V/div                                                       D. PWRGD, 5V/div
                                                                                                                                                                    E. DL, 5V/div                                                                                                               E. DL, 5V/div
                                                                                                                                       B. ILX, 10A/div              IOUT = 0A, SKIP MODE                                  B. ILX, 10A/div                                                       IOUT = 0A, SKIP MODE
                                                                                                                                       C. VOUT, 500mV/div                                                                 C. VOUT, 500mV/div

                   LOAD-TRANSIENT RESPONSE                                                                                                                                                                      LOAD-TRANSIENT RESPONSE
                            (PWM MODE)                                                                                                                                                                                   (SKIP MODE)

                                                                                MAX17409 toc10                                                                                                                                                                               MAX17409 toc11

            0.95V                                                                                                                                   A               0.95V                                                                                                                    A

            1A                                                                                                                                      B               1A                                                                                                                       B

                                                                        C                                                                                                                                                       C
            0                                                                                                                                                       0

                                      20s/div                                                                                                                                                                            20s/div

                   A. VOUT, 50mV/div                                                                                               C. LX, 10V/div                          A. VOUT, 50mV/div                                        C. LX, 10V/div
                   B. ILX, 20A/div                                                                                                 IOUT = 1A - 11A                         B. ILX, 20A/div                                          IOUT = 1A - 11A

            _______________________________________________________________________________________ 9
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                                                                                 Pin Description

          PIN  NAME                                               FUNCTION

                          Current Monitor Output. The MAX17409 IMON output sources a current that is directly proportional
                          to the current-sense voltage as defined by:

                                                       IIMON = Gm(IMON) x (VCSP - VCSN)

                          where Gm(IMON) = 5mS (typ).

                          The IMON current is unidirectional (sources current out of IMON only) for positive current-sense
                          values. For negative current-sense voltages, the IMON current is zero.

          1    IMON Connect an external resistor between IMON and GNDS to create the desired IMON gain based on

                          the following equation:

                                                   RIMON = 1.0V/(ILOAD(MAX) x RSENSE x Gm(IMON))

                          where ILOAD(MAX) is the maximum load current, and RSENSE is the current-sense voltage.

                          The IMON voltage is internally clamped to 1.1V. The transconductance amplifier and voltage
                          clamp are internally compensated, so IMON cannot drive large external capacitance values. To
                          filter the IMON signal, use an RC filter as shown in Figure 1.

                          Remote Ground-Sense Input/Positive Offset Input. Connect directly to the ground-sense pin or

          2    GNDS/OFSP  ground connection of the load. GNDS internally connects to a transconductance amplifier that
                          adjusts the feedback voltage--compensating for voltage drops between the regulator's ground and

                          the processor's ground.

                          Remote-Sense Feedback Input and Voltage-Positioning Transconductance Amplifier Output.
                          Connect resistor RFB between FB and the output remote-sense pin (or Kelvin-sensed to the supply
                          pin of the load) for best accuracy and to set the steady-state droop based on the voltage-
                          positioning gain requirement:

                                                       RFB = RDROOP/(RSENSE x GMD)

          3    FB         where RDROOP_DC is the desired voltage-positioning slope, GMD = 600S (typ), and RSENSE is the
                          current-sense resistance with respect to CSP to CSN current-sense inputs. See the Current Sense

                          section for details on designing with sense resistors or inductor DCR sensing.

                          Shorting FB directly to the output effectively disables voltage positioning, but impacts the stability
                          requirements. Designs that disable voltage positioning require a higher minimum output
                          capacitance ESR to maintain stability (see the Output Capacitor Selection section).

                          FB enters a high-impedance state in shutdown.

                          Negative Inductor Current-Sense Input. Connect CSN to the negative terminal of the inductor

          4    CSN        current-sensing resistor or directly to the negative terminal of the inductor if the lossless DCR

                          sensing method is used (see Figure 3).

                          Positive Inductor Current-Sense Input. Connect CSP to the positive terminal of the inductor current-

          5    CSP        sensing resistor or directly to the positive terminal of the filtering capacitor used when the

                          lossless DCR sensing method is used (see Figure 3).

                          Pulse-Skipping Control Input. The SKIP signal indicates the power usage and sets the operating
                          mode of the MAX17409. When the system forces SKIP high, the MAX17409 immediately enters
                          automatic pulse-skipping mode. The controller returns to continuous forced-PWM mode when SKIP
                          is pulled low and the output is in regulation. SKIP determines the operating mode and output-
                          voltage transition slew rate as shown in the truth table below:

          6    SKIP       SKIP  Functionality

                          0     Normal slew rate, forced-PWM mode

                          1     Normal slew rate, skip mode

                          The SKIP state is ignored during soft-start and shutdown. The MAX17409 always uses pulse-
                          skipping mode during startup to ensure a monotonic power-up. During shutdown, the controller
                          always uses forced-PWM mode so the output can be actively discharged.

          10 ______________________________________________________________________________________
              1-Phase Quick-PWM GPU Controller

PIN   NAME                                                Pin Description (continued)                              MAX17409
   7    THRM
                                                                           FUNCTION
   8     TON
              Comparator Input for Thermal Protection. THRM connects to the positive input of an internal
   9   PWRGD  comparator. The comparator's negative input connects to an internal resistive voltage-divider that
              accurately sets the THRM threshold to 30% of the VCC voltage. Connect the output of a resistor-
  10    SHDN  divider and thermistor-divider (between VCC and GND) to THRM with the values selected so the
1116  G0G5  voltage at THRM falls below 30% of VCC (1.5V when VCC = 5V) at the desired high temperature.
        PGND
  17          Switching Frequency-Setting Input. An external resistor (RTON) between the input power source and
  18      DL  TON sets the switching frequency (fSW = 1/tSW) according to the following equation used to
  19     VDD  determine the nominal switching period:
  20     BST
  21      LX                                                 tSW = 16.3pF x (RTON + 6.5k)
              TON enters a high impedance in shutdown to reduce the input quiescent current. If the TON current
              is less than 10A, the MAX17409 disables the controller, sets the TON OPEN fault latch, and pulls
              DH and DL low.
              Open-Drain Power-Good Output. The MAX17409 forces PWRGD low when SHDN is pulled low. After
              the controller is properly powered up, PWRGD becomes a high-impedance output as long as the
              feedback voltage is in regulation and the startup blanking time has expired.

              PWRGD becomes active 5ms after the MAX17409 reaches the VID target. The MAX17409 pulls
              PWRGD low when shutdown (SHDN = GND) is pulled low, during startup, and during shutdown
              transitions.

              The PWRGD upper threshold is blanked during any downward output-voltage transition that occurs
              when the MAX17409 is in skip mode (SKIP = VCC). PWRGD remains blanked until the transition-
              related PWRGD blanking period expires and the controller detects the output is in regulation (error-
              amplifier edge occurs).

              Note: The pullup resistance on PWRGD causes additional shutdown current.

              Shutdown Control Input. Connect to VCC for normal operation. Connect to ground to put the
              controller into the low-power 1A (max) shutdown state. During startup, the controller ramps up the
              output voltage with a 1.56mV/s slew rate to the selected target voltage. During the shutdown
              transition, the MAX17409 softly ramps down the output voltage with a 1.56mV/s slew rate. Forcing
              SHDN to 11V ~ 13V disables overvoltage protection, undervoltage protection, and thermal
              shutdown, and clears the fault latches.
              Low-Voltage (1.0V Logic) VID DAC Code Inputs. The G0G5 inputs do not have internal pullups.
              These 1.0V logic inputs are designed to interface directly with the P. The output voltage is set by
              the DAC code indicated by the logic-level voltages on G0G5.

              Power Ground. Ground connection for the DL driver.

              Low-Side Gate-Driver Output. DL swings from VDD to PGND. DL is forced low in shutdown. DL is
              also forced low when an output overvoltage fault is detected, overriding any negative current-limit
              condition that might be present. DL is forced low in skip mode after detecting an inductor current
              zero crossing.

              Driver-Supply Voltage Input. VDD supplies power to the low-side gate driver (DL) and to the internal
              BST switch used to refresh the BST capacitor. Connect VDD to the 4.5V to 5.5V system supply
              voltage. Bypass VDD to PGND with a 1F or greater ceramic capacitor.
              Boost Flying Capacitor Connection. BST provides the upper supply rail for the DH high-side gate
              driver. An internal switch between VDD and BST charges the flying capacitor while the low-side
              MOSFET is on (DL pulled high and LX pulled to ground).

              Inductor Connection. LX serves as the lower supply rail for the DH high-side gate driver. The
              MAX17409 also uses LX as the input to the zero-crossing comparator.

       ______________________________________________________________________________________ 11
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                                                        Pin Description (continued)

          PIN  NAME                                    FUNCTION

          22   DH     High-Side Gate-Driver Output. DH swings from LX to BST. The controller pulls DH low in shutdown.

          23   GND Analog Ground. Internally connected to GND.

          24   VRHOT  Thermal Comparator's Open-Drain Output. The comparator pulls VRHOT low when the voltage at
                      THRM drops below 30% of VCC (1.5V with 5V VCC). VRHOT is high impedance in shutdown.

          25   REF Buffered 2V Reference Output. Bypass REF with a 100pF to 1000pF capacitor. Do not exceed 1000pF.

                      Valley Current-Limit Adjustment Input. The valley current-limit threshold voltage at CSP to CSN

                      equals precisely 1/10 of the differential REF to ILIM voltage over a 0.1V to 0.5V range (10mV to 50mV

          26   ILIM current-sense range). The negative current-limit threshold is nominally -125% of the corresponding

                      valley current-limit threshold.

                      Connect ILIM directly to VCC to set the default 22.5mV current-limit threshold setting.

          27   VCC Analog Supply Voltage. Connect to a 4.5V to 5.5V source. Bypass to GND with a 1F minimum capacitor.

                      Integrator Capacitor Connection. Connect a capacitor (CCCV) from CCV to GND to set the integration

                      time constant. Choose the capacitor value according to:

                                                       16 x [CCCV/Gm(CCV)] x fSW >> 1

          28   CCV    where Gm(CCV) = 320S (max) is the integrator's transconductance and fSW is the switching
                      frequency set by the RTON resistance.

                      The integrator is internally disabled during any downward output-voltage transition that occurs in

                      pulse-skipping mode, and remains disabled until the transition blanking period expires and the

                      output reaches regulation (error-amplifier transition detected).

          --   EP     Exposed Pad (Backside). Internally connected to the substrate. Connect to the ground plane through

                      a thermally enhanced via.

          12 ______________________________________________________________________________________
                                   1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                                                                                                                R1                                                               MAX17409

                                   10                                               27                          10                            5V BIAS
                                                                                                                                              INPUT
            ON OFF (VRON)                             SHDN             VCC

                                   6                  SKIP                                        C1
                                                                                               1.0F

                                   11                                  VDD                           AGND
                                                                                    19

                                   12                 G0                               SWITCHING FREQUENCY (fSW = 1/tSW):        C2
                                                                                       tSW = 16.3pF x (RTON + 6.5k)              1.0F
                                   13                 G1                                                                         PWR

                VID INPUTS         14                 G2                                                                         CIN
                                                                                                                                 PWR
                                                      G3                            8          RTON                                             INPUT
                                                                                                                                              7V TO 24V
                                   15                 G4               TON

                                   16                 G5

VALLEY CURRENT LIMIT SET BY THE TIME TO ILIM                MAX17409 BST                 RBST
            VLIMIT = 0.2V x R2/(R2 + R3)                                            20 0
                                                                              DH
     SLEW RATE SET BY TIME BIAS CURRENT                                             22                     NHI
      dV/dt = 12.5mV/s x 71.5k/(R2 + R3)
                                                                                        CBST
                                                  26
                                                                                    21  0.1F                                        L1                                   CORE
                                                                                                                                                                         OUTPUT
            R3              R2                                                  LX  18                     NLO D1                                              COUT
                                                      ILIM                          17                       PWR                                               PWR
                                                                                    5
                                                                                DL                                                                       R15
                                                                                    4                                                                    10
                                   25                 REF                                                                  R10
                                                                                         C3                                     R11                                 OUTPUT
                                                                       PGND         3                                                    NTC1                       SENSE

     AGND                   VREF                                                    2                                                                               GROUND
                                                                                        R20                                                                         SENSE
                                                                       CSP                     C5                                                        R16
                                                                                      OPEN                                                               10
                             CREF                                                              OPEN                        C7
                            100pF
                                                                                               AGND
     3.3V
                                                                       CSN

                R4          R5                                                                    C6                   DCR THERMAL COMPENSATION
                                                                                               OPEN
            10k 10k                                                                            AGND             LOAD LINE ADJUSTMENT:
                                                                                                                RFB = RDROOP/(RSENSE x 600S)
                                   9                  PWRGD                                            RFB

                                   24                 VRHOT            FB

                    R6                                                                                                     C8            R13
                                                                                                                      1000pF             10
                7.87k
                                   7                                                                                       AGND
VCC                                                   THRM
                                                             GNDS/OFSP
                                                                                                                           C9
                           NTC2                                                                                                          R14
                          100k                                                                                        1000pF
                        B = 4700                                                                                                         10

                                                                                                                           AGND

                        AGND                                                                      VREF                REMOTE-SENSE FILTERS               PWR
                 R8                                                                     CCCV
                10k                1 IMON                              CCV 28           100pF                                                   CATCH RESISTORS
                                                                                                                                                 REQUIRED WHEN
        C4              RIMON                                                                    RGND                                          CPU NOT POPULATED
     0.1F                                                                                        0
                                                                       AGND 23                                  AGND
     AGND
                                                             GND (EP)

                        AGND
                                                                                                                 PWR

Figure 1. MAX17409 Application Circuit

                        ______________________________________________________________________________________ 13
1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409CSP                                                                                                                                                                   IMON

                                                                        TARGETCSN                                                                                               TON
                                                                                                                                          SKIPILIM                               BST
                                                                                                                                                                                  DH
REF                                                    MINIMUM                                                                                  ON-TIME                           LX
VCC                                                     OFF-TIME                                                                                ONE SHOT                         VDD
                                                     Q TRIG
           REF (2.0V)                                  ONE-SHOT                                                                               Q TRIG                              DL
                     GND                                                                                                                                                       PGND
                                                              FB                                                                                                                SKIP
G0G5                                                                                                                                                                        PWRGD
                                DAC           SLEW
                                            CONTROL                                                                                                                           THRM
                                                                                                                                                                             VRHOT
                                                                                                                                              R
                                                                                                                                                   Q

                                                                                                                                              S

SHDN

                                                     PGND                                                                                                 S
                                                        LX                                                                                                     Q

                                                      1mV                                                                                                 R

      FAULT
                       REF

CCV                                                  TARGET                                                                                   BLANK
                   Gm(CCV)                           +200mV

                                        7R           R                                                                                                      5ms
                                                                                                                                                          STARTUP
                                                                            TARGET                                                                         DELAY
                                                                            -300mV
FB                                                                          TARGET
                                     CSP                                    +300mV

                                                                                                                                              FAULT

      Gm(FB)                CSN                      TARGET
                                                     -400mV

GNDS

              Gm(GNDS)                               MAX17409

                                                                                                                                                                  0.3 x VCC

Figure 2. Functional Diagram
14 ______________________________________________________________________________________
                           1-Phase Quick-PWM GPU Controller

Table 1. Component Selection for Standard Applications                                                                   MAX17409

DESIGN PARAMETERS          14A DESIGN                   9A DESIGN                                5A DESIGN
                                                                                                   8V to 20V
Input Voltage Range        8V to 20V                    8V to 20V                                       5A
                                                                                                        4A
Maximum Load Current          14A                       9A
                                                                                                     150k
Transient Load Current        10A                       7A                                     (fSW = 390kHz)
                                                                                            1.50H, 8A, 12.1m
COMPONENTS                                                                                TOKO FDVE0630-1R5M
                                                                                       14.5m/20.5m (typ/max)
TON Resistance (RTON)            200k                         170k                   International Rectifier IRF7904
                           (fSW = 300kHz)               (fSW = 350kHz)

Inductance                       0.6H, 17A, 2.3m       0.75H, 10.7A, 6.2m
     (L1)                  NEC-TOKIN MPC0750LR60C       TOKO FDVE0630-R75M

High-Side MOSFET (NHI)     9.4m/12.0m (typ/max)         11m/13.75m (typ/max)
                               Fairchild FDS6298             Vishay Si7392DP

Low-Side MOSFET (NLO)      4.2m/5.0m (typ/max)          5m/6.5m (typ/max)            10m/13m (typ/max)
                              Fairchild FDS8670
                                                        International Rectifier IRF7822 International Rectifier IRF7904

      Output Capacitors          1x 470F, 6m, 2V             1x 330F, 6m, 2V             1x 220F, 6m, 2V
              (COUT)             SANYO 2TPE470M6              SANYO 2TPE330M6              SANYO 2TPE220M6

        Input Capacitors   2x 10F, 25V ceramic (1210)  1x 10F, 25V ceramic (1210)  1x 10F, 25V ceramic (1210)
                (CIN)                     10k                          17.8k                         20k
                                          63.4k                        60.4k                        54.9k
REF/ILIM Resistance (R2)                  100                          100                          100
ILIM/GND Resistance (R3)                  0.22F                       0.15F                        0.1F
                                          1.3k                         1.3k                         1.3k
     FB Resistance (RFB)
Feedforward Capacitance   2k + 10k NTC (B = 3380)      2k + 10k NTC (B = 3380)      2k + 10 NTC (B = 3380)

                (C3)        0.22F, 6V ceramic (0603)     0.1F, 6V ceramic (0603)     0.1F, 6V ceramic (0603)
                                          6.81k                        3.92k                        3.24k
LX/CSP Resistance (R10)

CSP/CSN Series Resistance
         (R11 + NTC1)

  DCR Sense Capacitance
                (C7)

IMON Resistance (RIMON)

Table 2. Component Suppliers

       MANUFACTURER                      WEBSITE               MANUFACTURER                        WEBSITE
AVX Corporation            www.avxcorp.com              Taiyo Yuden                  www.t-yuden.com
Fairchild Semiconductor    www.fairchi ld sem i.com     TDK Corp.                    www.component.tdk.com
NEC-TOKIN America, Inc.    www.nec-tokinamerica.com     TOKO America, Inc.           www.tokoam.com
Panasonic Corp.            www.panasonic.com            Toshiba America Electronic
SANYO Electric Co., Ltd.   www.sanyodevice.com          Components, Inc.             www.toshiba.com/taec
                                                        Vishay
                                                                                     www.vishay.com

______________________________________________________________________________________ 15
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                        Detailed Description                 High-frequency (600kHz) operation optimizes the appli-
                                                                     cation for the smallest component size, trading off effi-
                  Free-Running, Constant On-Time PWM                 ciency due to higher switching losses. This might be
                      Controller with Input Feed-Forward             acceptable in ultra-portable devices where the load
                                                                     currents are lower and the controller is powered from a
          The Quick-PWM control architecture is a pseudo-fixed-      lower voltage supply. Low-frequency (200kHz) opera-
          frequency, constant-on-time, current-mode regulator        tion offers the best overall efficiency at the expense of
          with voltage feed-forward (Figure 2). This architecture    component size and board space.
          relies on the output filter capacitor's ESR to act as the
          current-sense resistor, so the output ripple voltage pro-                           On-Time One-Shot
          vides the PWM ramp signal. The control algorithm is
          simple: the high-side switch on-time is determined solely  The core contains a fast, low-jitter, adjustable one-shot
          by a one-shot whose period is inversely proportional to
          input voltage, and directly proportional to output volt-   that sets the high-side MOSFET's on-time. The one-shot
          age (see the On-Time One-Shot section). Another one-
          shot sets a minimum off-time. The on-time one-shot         varies the on-time in response to the input and feed-
          triggers when the error comparator goes low, the induc-
          tor current is below the valley current-limit threshold,   back voltages. The main high-side switch on-time is
          and the minimum off-time one-shot times out.
                                                                     inversely proportional to the input voltage as measured
                             +5V Bias Supply (VCC and VDD)
          The Quick-PWM controller requires an external +5V          by the RTON input, and proportional to the feedback
          bias supply in addition to the battery. Typically, this
          +5V bias supply is the notebook's 95% efficient +5V        voltage (VFB):
          system supply. Keeping the bias supply external to the
          IC improves efficiency and eliminates the cost associat-   t ON(MAIN)      =  t SW  (VFB + 0.075V)
          ed with the +5V linear regulator that would otherwise be
          needed to supply the PWM circuit and gate drivers. If                                   VIN
          stand-alone capability is needed, the +5V bias supply
          can be generated with an external linear regulator.        where the switching period (tSW = 1/fSW) is set by the
                                                                     resistor at the TON pin and 0.075V is an approximation
          The +5V bias supply must provide VCC (PWM con-             to accommodate the expected drop across the low-
          troller) and VDD (gate-drive power), so the maximum        side MOSFET switch.
          current drawn is:
                                                                     This algorithm results in a nearly constant switching fre-
                ( ) IBIAS = ICC + fSW QG(LOW) + QG(HIGH)             quency and balanced inductor currents despite the lack
                                                                     of a fixed-frequency clock generator. The benefits of a
          where ICC is provided in the Electrical Characteristics    constant switching frequency are twofold: first, the fre-
          table, fSW is the switching frequency, and QG(LOW) and     quency can be selected to avoid noise-sensitive
          QG(HIGH) are the MOSFET data sheet's total gate-           regions such as the 455kHz IF band; second, the induc-
          charge specification limits at VGS = 5V.                   tor ripple-current operating point remains relatively con-
                                                                     stant, resulting in easy design methodology and
          VIN and VDD can be connected together if the input         predictable output-voltage ripple. The on-time one-
          power source is a fixed +4.5V to +5.5V supply. If the      shots have good accuracy at the operating points
          +5V bias supply is powered up prior to the battery sup-    specified in the Electrical Characteristics table. On-
          ply, the enable signal (SHDN going from low to high)       times at operating points far removed from the condi-
          must be delayed until the battery voltage is present to    tions specified in the Electrical Characteristics table
          ensure startup.                                            can vary over a wider range.

                                   Switching Frequency (TON)         On-times translate only roughly to switching frequen-
          Connect a resistor (RTON) between TON and VIN to set       cies. The on-times guaranteed in the Electrical
          the switching period (tSW = 1/fSW):                        Characteristics table are influenced by switching
                                                                     delays in the external high-side MOSFET. Resistive
                          tSW = 16.3pF x (RTON + 6.5k)               losses, including the inductor, both MOSFETs, output
                                                                     capacitor ESR, and PCB copper losses in the output
          A 96.75k to 303.25k corresponds to switching peri-         and ground tend to raise the switching frequency at
          ods of 167ns (600kHz) to 500ns (200kHz), respectively.     higher output currents. Also, the dead-time effect
                                                                     increases the effective on-time, reducing the switching
                                                                     frequency. It occurs only during forced-PWM operation
                                                                     and dynamic output-voltage transitions when the induc-
                                                                     tor current reverses at light or negative load currents.
                                                                     With reversed inductor current, the inductor's EMF
                                                                     causes LX to go high earlier than normal, extending the

          16 ______________________________________________________________________________________
                    1-Phase Quick-PWM GPU Controller

on-time by a period equal to the DH rising dead time. For     recommended for this current-sense method. See the                    MAX17409
loads above the critical conduction point, where the          Voltage Positioning and Loop Compensation section.
dead-time effect is no longer a factor, the actual switching
frequency is:                                                 When using a current-sense resistor for accurate output-
                                                              voltage positioning, the circuit requires a differential RC
      ( ( ) ) fSW = tON                                       filter to eliminate the AC voltage step caused by the
              VOUT + VDROP1                                   equivalent series inductance (LESL) of the current-sense
            VIN + VDROP1 - VDROP2                             resistor (see Figure 3). The ESL-induced voltage step
                                                              does not affect the average current-sense voltage, but
where VDROP1 is the sum of the parasitic voltage drops        results in a significant peak current-sense voltage error
in the inductor discharge path, including synchronous         that results in unwanted offsets in the regulation voltage
rectifier, inductor, and PCB resistances; VDROP2 is the       and results in early current-limit detection. Similar to the
sum of the parasitic voltage drops in the inductor charge     inductor DCR sensing method above, the RC filter's time
path, including high-side switch, inductor, and PCB resis-    constant should match the L/R time constant formed by
tances; and tON is the on-time as determined above.           the current-sense resistor's parasitic inductance:

                                              Current Sense    L ESL   =  CEQR1
The output current is differentially sensed by the high-      R SENSE
impedance current-sense inputs (CSP and CSN). Low-
offset amplifiers are used for voltage-positioning gain,      where LESL is the equivalent series inductance of the
current-limit protection, and power monitoring. Sensing       current-sense resistor, RSENSE is the current-sense resis-
the current at the output offers advantages, including        tance value, CEQ and R1 are the time-constant matching
less noise sensitivity and the flexibility to use either a    components.
current-sense resistor or the DC resistance of the out-
put inductor.                                                                                                        Current Limit
                                                              The current-limit circuit employs a "valley" current-
Using the DC resistance (RDCR) of the output inductor         sensing algorithm that uses current-sense inputs (CSP to
allows higher efficiency. In this configuration, the initial  CSN) as the current-sensing elements. If the current-
tolerance and temperature coefficient of the inductor's       sense signal exceeds the current-limit threshold, the PWM
DCR must be accounted for in the output-voltage droop-        controller does not initiate a new cycle until the inductor
error budget and power monitor. This current-sense            current drops below the valley current-limit threshold.
method uses an RC filtering network to extract the cur-
rent information from the inductor (see Figure 3). The        Since only the valley current level is actively limited, the
resistive divider used should provide a current-sense         actual peak current is greater than the current-limit
resistance (RCS) low enough to meet the current-limit         threshold by an amount equal to the inductor ripple cur-
requirements, and the time constant of the RC network         rent. Therefore, the exact current-limit characteristic
should match the inductor's time constant (L/RCS):            and maximum load capability are a function of the cur-
                                                              rent-sense resistance, inductor value, and battery volt-
      R CS  =      R2     RDCR                                age. When combined with the undervoltage protection
                 R1+ R2                                       circuit, this current-limit method is effective in almost
                                                              every circumstance.
and:
                                                              The positive current-limit threshold is fixed internally at
      R CS  =    L  1     +   1                               22.5mV (typ). There is also a negative current limit that
               CEQ  R1       R2                               prevents excessive reverse inductor currents when
                                                              VOUT is sinking current. The negative current-limit
where RCS is the required current-sense resistance,           threshold is 130% of the nominal valley current-limit
and RDCR is the inductor's series DC resistance. Use          threshold. When the inductor current drops below the
the worst-case inductance and RDCR values provided            negative current limit, the controller immediately acti-
by the inductor manufacturer, adding some margin for          vates an on-time pulse--DL turns off and DH turns on--
                                                              allowing the inductor current to remain above the
the inductance drop over temperature and load. To             negative current threshold.

minimize the current-sense error due to the current-          Carefully observe the PCB layout guidelines to ensure
                                                              that noise and DC errors do not corrupt the current-sense
sense inputs' bias current (ICSP and ICSN), choose            signals seen by the current-sense inputs (CSP, CSN).
R1//R2 to be less than 2k and use the above equation
to determine the sense capacitance (CEQ). Choose
capacitors with 5% tolerance and resistors with 1% tol-

erance specifications. Temperature compensation is

      ______________________________________________________________________________________ 17
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  DH           NH                                        INPUT (VIN)     SENSE RESISTOR
                                                             CIN
                                                                                 LESL           RSENSE                                 LSENSE
                                                                     L                                                                 RSENSE
          LX                                                                                                                  CEQR1 =
                                                             DL
          MAX17409 DL                                                            R1             CEQ           COUT

                       NL

          PGND

                                CSP
                                CSN

          A) OUTPUT SERIES RESISTOR SENSING

                       NH                                        INPUT (VIN)     INDUCTOR
                                                             CIN

          DH

                                                                              L  RDCR                                   R2
                                                                                                                      R1 + R2
          LX                                                                                                  RCS  =           RDCR

          MAX17409 DL                                            R1                        R2           COUT

                       NL                                    DL                                               [ ] RDCR    L    1      1
                                                                                                                         CEQ   R1     R2
                                                                                                                      =            +

          PGND                                                                             CEQ

                                                     CSP                                             FOR THERMAL COMPENSATION:
                                                     CSN                                             R2 SHOULD CONSIST OF AN NTC RESISTOR IN
                                                                                                     SERIES WITH A STANDARD THIN-FILM RESISTOR.
                               B) LOSSLESS INDUCTOR SENSING

          Figure 3. Current-Sense Methods

                          Feedback Adjustment Amplifiers                         where VCSP - VCSN is the differential current-sense volt-
                                                                                 age, and Gm(FB) is typically 600S, as defined in the
                                          Voltage-Positioning Amplifier          Electrical Characteristics table.
                                                 (Steady-State DC Droop)
                                                                                                                      Differential Remote Sense
          The MAX17409 includes a transconductance amplifier                     The MAX17409 includes differential, remote-sense
          for adding gain to the voltage-positioning sense path.                 inputs to eliminate the effects of voltage drops along the
          The amplifier's input is generated by the differential cur-            PCB traces and through the processor's power pins.
          rent-sense inputs, which sense the inductor current by                 The feedback-sense node connects to the voltage-posi-
          measuring the voltage across either current-sense                      tioning resistor (RFB). The ground-sense (GNDS) input
          resistors or the inductor's DCR. The amplifier's output                connects to an amplifier that adds an offset directly to
          connects directly to the regulator's voltage-positioned                the target voltage, effectively adjusting the output volt-
          feedback input (FB), so the resistance between FB and                  age to counteract the voltage drop in the ground path.
          the output-voltage sense point determines the voltage-                 Connect the voltage-positioning resistor (RFB) and
          positioning gain:                                                      ground-sense (GNDS) input directly to the processor's
                                                                                 remote-sense outputs as shown in Figure 1.
                              VOUT = VTARGET - RFBIFB
                                                                                                                               Integrator Amplifier
          where the target voltage (VTARGET) is defined in the                   An integrator amplifier forces the DC average of the FB
          Nominal Output-Voltage Selection section, and the FB                   voltage to equal the target voltage. This transconduc-
          amplifier's output current (IFB) is determined by the cur-             tance amplifier integrates the feedback voltage and
          rent-sense voltages:                                                   provides a fine adjustment to the regulation voltage

                            IFB = Gm(FB) x (VCSP - VCSN)

          18 ______________________________________________________________________________________
                    1-Phase Quick-PWM GPU Controller

(Figure 2), allowing accurate DC output-voltage regula-                     Nominal Output-Voltage Selection                   MAX17409
                                                              The nominal no-load output voltage (VTARGET) is
tion regardless of the output ripple voltage. The integra-    defined by the selected voltage reference (VID DAC)
                                                              plus the remote ground-sense adjustment (VGNDS) as
tor amplifier has the ability to shift the output voltage by  defined in the following equation:

80mV (typ). The differential input voltage range is at                       VTARGET = VFB = VDAC + VGNDS

least 60mV total, including DC offset and AC ripple.         where VDAC is the selected VID voltage. On startup, the
                                                              MAX17409 slews the target voltage from ground to the
The integration time constant can be set easily with an       selected VID voltage.

external compensation capacitor between CCV and                                                            DAC Inputs (G0G5)
                                                              The digital-to-analog converter (DAC) programs the
analog ground, with the minimum recommended CCV               output voltage using the G0G5 inputs. G0G5 are low-
                                                              voltage (1.0V) logic inputs, designed to interface direct-
capacitor value determined by:                                ly with the CPU. Do not leave G0G5 unconnected.
                                                              Changing G0G5 initiates a transition to a new output-
         C CCV  >>  Gm(CCV)                                   voltage level. Change G0G5 together, avoiding
                    16 fSW                                  greater than 20ns skew between bits. Otherwise, incor-
                                                              rect DAC readings could cause a partial transition to
where Gm(CCV) is the integrator's maximum transcon-           the wrong voltage level followed by the intended transi-
ductance (320s) and fSW is the switching frequency           tion to the correct voltage level, lengthening the overall
set by the TON resistance.                                    transition time (Table 4).

The MAX17409 disables the integrator by connecting
the amplifier inputs together at the beginning of all VID
transitions done in pulse-skipping mode (SKIP = high).
The integrator remains disabled until 20s after the
transition is completed (the internal target settles) and
the output is in regulation (edge detected on the error
comparator).

Table 3. MAX17409 Operating Mode Truth Table

SHDN     SKIP       OPERATING MODE                            DESCRIPTION

GND      X                      DISABLED  Low-Power Shutdown Mode. DL forced low, and the controller is
                                          disabled. The supply current drops to 10A (max).

Rising   X              Pulse-Skipping    Startup. When SHDN is pulled high, the MAX17409 begins the startup
                    1.56mV/s Slew Rate   sequence. The controller enables the PWM controller and ramps the
                                          output voltage up to the selected VID voltage.

High     Low              Forced-PWM      Full Power. The no-load output voltage is determined by the selected
                    12.5mV/s Slew Rate   VID DAC code (G0G5, Table 4).

High    High           Pulse-Skipping    Suspend Mode. The no-load output voltage is determined by the
Falling    X        12.5mV/s Slew Rate   selected VID DAC code (G0G5, Table 4). When SKIP is pulled high,
                                          the MAX17409 immediately enters pulse-skipping operation, allowing
                          Forced-PWM      automatic PWM/PFM switchover under light loads. The PWRGD upper
                    1.56mV/s Slew Rate   threshold is blanked during the transition.

                                          Shutdown. When SHDN is pulled low, the MAX17409 immediately
                                          pulls PWRGD low, and the output voltage is ramped down to ground.
                                          Once the output reaches 0V, the controller enters the low-power
                                          shutdown state.

High     X                      DISABLED  Fault Mode. The fault latch has been set by the MAX17409 UVP or

                                          thermal-shutdown protection, or by the OVP protection. The controller
                                          remains in fault mode until VCC power is cycled or SHDN toggled.

         ______________________________________________________________________________________ 19
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  Table 4. Output Voltage VID DAC Codes

          G5 G4 G3 G2 G1 G0  OUTPUT              G5 G4 G3 G2 G1 G0                                      OUTPUT

                             VOLTAGE (V)                                                                VOLTAGE (V)

          1  0  0  0  0  0   1.1250              0  0  0  0  0                                       0  0.7250
                             1.1125
          1  0  0  0  0  1   1.1000              0  0  0  0  0                                       1  0.7125
                             1.0875                                                                     0.7000
          1  0  0  0  1  0   1.0750              0  0  0  0  1                                       0
                             1.0675
          1  0  0  0  1  1   1.0500              0  0  0  0  1                                       1  0.6875
                             1.0375
          1  0  0  1  0  0   1.0250              0  0  0  1  0                                       0  0.6750
                             1.0125                                                                     0.6625
          1  0  0  1  0  1   1.0000              0  0  0  1  0                                       1
                             0.9875
          1  0  0  1  1  0   0.9750              0  0  0  1  1                                       0  0.6500
                             0.9625                                                                     0.6275
          1  0  0  1  1  1   0.9500              0  0  0  1  1                                       1
                             0.9275
          1  0  1  0  0  0   0.9250              0  0  1  0  0                                       0  0.6250
                             0.9125
          1  0  1  0  0  1   0.9000              0  0  1  0  0                                       1  0.6125
                             0.8875
          1  0  1  0  1  0   0.8750              0  0  1  0  1                                       0  0.6000
                             0.8625
          1  0  1  0  1  1   0.8500              0  0  1  0  1                                       1  0.5875
                             0.8375
          1  0  1  1  0  0   0.8250              0  0  1  1  0                                       0  0.5750
                             0.8125
          1  0  1  1  0  1   0.8000              0  0  1  1  0                                       1  0.5625
                             0.7875
          1  0  1  1  1  0   0.7750              0  0  1  1  1                                       0  0.5500
                             0.7625
          1  0  1  1  1  1   0.7500              0  0  1  1  1                                       1  0.5275
                             0.7375
          1  1  0  0  0  0                       0  1  0  0  0                                       0  0.5250

          1  1  0  0  0  1                       0  1  0  0  0                                       1  0.5125

          1  1  0  0  1  0                       0  1  0  0  1                                       0  0.5000

          1  1  0  0  1  1                       0  1  0  0  1                                       1  0.4875

          1  1  0  1  0  0                       0  1  0  1  0                                       0  0.4750

          1  1  0  1  0  1                       0  1  0  1  0                                       1  0.4625

          1  1  0  1  1  0                       0  1  0  1  1                                       0  0.4500

          1  1  0  1  1  1                       0  1  0  1  1                                       1  0.4275
                                                                                                        0.4250
          1  1  1  0  0  0                       0  1  1  0  0                                       0

          1  1  1  0  0  1                       0  1  1  0  0                                       1  0.4125
                                                                                                        0.4000
          1  1  1  0  1  0                       0  1  1  0  1                                       0

          1  1  1  0  1  1                       0  1  1  0  1                                       1  0.3875

          1  1  1  1  0  0                       0  1  1  1  0                                       0  0.3750
                                                                                                        0.3625
          1  1  1  1  0  1                       0  1  1  1  0                                       1

          1  1  1  1  1  0                       0  1  1  1  1                                       0  0.3500
                                                                                                        0.3375
          1  1  1  1  1  1                       0  1  1  1  1                                       1

          20 ______________________________________________________________________________________
                                    1-Phase Quick-PWM GPU Controller

               Output-Voltage Transition Timing                          The slew rate is not dependent on the total output          MAX17409
The MAX17409 performs mode transitions in a controlled                   capacitance, as long as the surge current is less than
manner, automatically minimizing input surge currents.                   the current limit. For all dynamic VID transitions, the
This feature allows the circuit designer to achieve nearly               transition time (tTRAN) is given by:
ideal transitions, guaranteeing just-in-time arrival at the
new output voltage level with the lowest possible peak                   t TRAN  =  VNEW - VOLD
currents for a given output capacitance.                                             12.5m V s

At the beginning of an output-voltage transition, the                    where VOLD is the original output voltage, and VNEW is
MAX17409 blanks both PWRGD thresholds, preventing                        the new target voltage. See Slew-Rate Accuracy in the
the PWRGD open-drain output from changing states                         Electrical Characteristics for slew-rate limits. For soft-
during the transition. The controller enables the                        start and shutdown, the controller automatically
PWRGD thresholds approximately 20s after the slew-                      reduces the slew rate to 1.56mV/s (1/8 of the nominal
rate controller reaches the target output voltage. The                   slew rate).
slew rate is set to 12.5mV/s to ensure that the transi-
tion can be completed within a reasonable time period.                   The output voltage tracks the slewed target voltage,
                                                                         making the transitions relatively smooth. The average
The MAX17409 automatically controls the current to the                   inductor current required to make an output voltage
minimum level required to complete the transition in the                 transition is:
calculated time. The slew-rate controller uses an inter-
nal capacitor and current source to transition the target                                     IL  COUT 12.5mVs
voltage. The total transition time depends on the
12.5mV/s slew rate, the voltage difference, and the                     where COUT is the total output capacitance.
accuracy of the slew-rate controller, CSLEW, accuracy).

     OVP LEVEL                      OVP = 1.45V MIN

       HIGH VID                                                          OVP TRACKS INTERNAL TARGET
     CPU CORE
       VOLTAGE            INTERNAL                        ACTUAL VOUT                                    NEW ACTIVE
                           TARGET                 SLEEP VID                                              VID
   VID (G0G5)                                                                                           LOW VID

            SKIP                                    PULSE-SKIPPING MODE                 FORCED-PWM MODE
                                    NO PULSES: VOUT > VTARGET
      INTERNAL                                                           BLANK HIGH-Z
PWM CONTROL                                                                      tBLANK

              DH                                                               20s TYP

PWRGD                     BLANK HIGH-Z            LOW THRESHOLD ONLY

                                         tBLANK
                                        20s TYP

Figure 4. VID Transition

                  ______________________________________________________________________________________ 21
1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                                                                                                                                                Forced-PWM Operation (Normal Mode)                 Once VLX drops below the zero-crossing comparator
                                                                                                                                                 During soft-shutdown and normal operation--when the       threshold (see the Electrical Characteristics table), the
                                                                                                                                 INDUCTOR CURRENTCPU is actively running (SKIP = low, Table 3)--the        comparator forces DL low (Figure 2). This mechanism
                                                                                                                                                 MAX17409 operates with the low-noise, forced-PWM          causes the threshold between pulse-skipping PFM and
                                                                                                                                                 control scheme. Forced-PWM operation disables the         nonskipping-PWM operation to coincide with the
                                                                                                                                                 zero-crossing comparator, forcing the low-side gate-      boundary between continuous and discontinuous induc-
                                                                                                                                                 drive waveforms to constantly be the complement of        tor-current operation. The PFM/PWM crossover occurs
                                                                                                                                                 the high-side gate-drive waveforms. This keeps the        when the load current is equal to 1/2 the peak-to-peak
                                                                                                                                                 switching frequency constant and allows the inductor      ripple current, which is a function of the inductor value
                                                                                                                                                 current to reverse under light loads, providing fast,     (Figure 5). For a 7V to 20V battery input range, this
                                                                                                                                                 accurate negative-output-voltage transitions by quickly   threshold is relatively constant, with only a minor depen-
                                                                                                                                                 discharging the output capacitors.                        dence on the input voltage due to the typically low duty
                                                                                                                                                                                                           cycles. The total load current at the PFM/PWM
                                                                                                                                                 Forced-PWM operation comes at a cost: the no-load         crossover threshold (ILOAD(SKIP)) is approximately:
                                                                                                                                                 +5V bias supply current remains between 10mA to
                                                                                                                                                 50mA, depending on the external MOSFETs and               ILOAD(SKIP)        =  1    t SWVOUT      VIN  - VOUT  
                                                                                                                                                 switching frequency. To maintain high efficiency under                          2         L             VIN     
                                                                                                                                                 light-load conditions, the processor might switch the
                                                                                                                                                 controller to a low-power pulse-skipping control          The switching waveforms might appear noisy and asyn-
                                                                                                                                                 scheme after entering suspend mode. The MAX17409          chronous when light loading activates pulse-skipping
                                                                                                                                                 automatically uses pulse-skipping operation during        operation, but this is a normal operating condition that
                                                                                                                                                 soft-start, regardless of the SKIP configuration.         results in high light-load efficiency. Trade-offs between
                                                                                                                                                                                                           PFM noise and light-load efficiency are made by varying
                                                                                                                                                           Light-Load Pulse-Skipping Operation             the inductor value. Generally, low inductor values pro-
                                                                                                                                                 During soft-start and sleep states--SKIP is pulled        duce a broader efficiency vs. load curve, while higher
                                                                                                                                                 high--the MAX17409 operates in pulse-skipping mode.       values result in higher full-load efficiency (assuming that
                                                                                                                                                 The pulse-skipping mode enables the driver's zero-        the coil resistance remains fixed) and less output volt-
                                                                                                                                                 crossing comparator, so the controller pulls DL low       age ripple. Penalties for using higher inductor values
                                                                                                                                                 when its current-sense inputs detect "zero" inductor      include larger physical size and degraded load-tran-
                                                                                                                                                 current. This keeps the inductor from sinking current     sient response, especially at low input-voltage levels.
                                                                                                                                                 and discharging the output capacitors and forces the
                                                                                                                                                 controller to skip pulses under light-load conditions to     I      VBATT - VOUT
                                                                                                                                                 avoid overcharging the output.                                   =
                                                                                                                                                                                                              t      L
                                                                                                                                                 Upon entering pulse-skipping operation, the controller
                                                                                                                                                 temporarily blanks the upper PWRGD thresholds, and                                                              IPEAK
                                                                                                                                                 sets the OVP threshold to 1.80V to prevent false OVP                                                    ILOAD = IPEAK/2
                                                                                                                                                 faults when the transition to pulse-skipping operation
                                                                                                                                                 coincides with a VID DAC code. The MAX17409 auto-         0         ON-TIME          TIME
                                                                                                                                                 matically uses forced-PWM operation during soft-shut-
                                                                                                                                                 down, regardless of the SKIP configuration.               Figure 5. Pulse-Skipping/Discontinuous Crossover Point

                                                                                                                                                                     Automatic Pulse-Skipping Switchover
                                                                                                                                                 In skip mode (SKIP = high), an inherent automatic
                                                                                                                                                 switchover to PFM takes place at light loads. This
                                                                                                                                                 switchover is affected by a comparator that truncates
                                                                                                                                                 the low-side switch on-time at the inductor current's
                                                                                                                                                 zero crossing. The zero-crossing comparator senses
                                                                                                                                                 the inductor current across the low-side MOSFETs.

                                                                                                                                                 22 ______________________________________________________________________________________
                                1-Phase Quick-PWM GPU Controller

               Power-Up Sequence (POR, UVLO)                    where VBOOT is the initial VID target. The soft-start cir-    MAX17409
The MAX17409 is enabled when SHDN is driven high                cuitry does not use a variable current limit, so full output
(Figure 6). The reference powers up first. Once the ref-        current is available immediately. PWRGD becomes
erence exceeds its UVLO threshold, the internal analog          high impedance approximately 5ms after the target out-
blocks are turned on and masked by a 150s one-shot             put voltage is reached. The MAX17409 automatically
delay. The PWM controller then begins switching.                uses pulse-skipping mode during soft-start and uses
                                                                forced-PWM mode during soft-shutdown, regardless of
Power-on reset (POR) occurs when VCC rises above                the SKIP configuration.
approximately 2V, resetting the fault latch and prepar-
ing the controller for operation. The VCC UVLO circuitry        For automatic startup, the battery voltage should be
inhibits switching until VCC rises above 4.25V. The con-        present before VCC. If the controller attempts to bring
troller powers up the reference once the system                 the output into regulation without the battery voltage
enables the controller, VCC is above 4.25V, and SHDN            present, the fault latch trips. The controller remains shut
is driven high. With the reference in regulation, the con-      down until the fault latch is cleared by toggling SHDN
troller ramps the output voltage to the selected VID volt-      or cycling the VCC power supply below 0.5V.
age with a 1.56mV/s slew rate:
                                                                If the VCC voltage drops below 4.25V, the controller
t TRAN(START)                =     VBOOT                        assumes that there is not enough supply voltage to
                                                                make valid decisions. To protect the output from over-
                                (1.56mV / s)                   voltage faults, the controller shuts down immediately
                                                                and forces a high-impedance output (DL and DH
                                                                pulled low).

VCC

SHDN                                                                                   INVALID VID CODE
G0G5 INVALID VID                                                                      OVP = 1.45V MIN

OVP LEVEL        OVP = 1.45V MIN                OVP TRACKS INTERNAL TARGET                               SOFT-SHUTDOWN =
                                                                                                        1.56mV/s SLEW RATE
             SOFT-START =
        1.56mV/s SLEW RATE                                                 FORCED-PWM

INITIAL TARGET                                                                                tBLANK
                                                                                            20s TYP
          VCORE                 PULSE SKIPPING

      INTERNAL                                          tBLANK
PWM CONTROL                                            5ms TYP

        PWRGD                                    tBLANK
                                                20s TYP
                                   tBLANK
                                  60s TYP

Figure 6. Power-Up and Shutdown Sequence Timing Diagram

                 ______________________________________________________________________________________ 23
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                                                       Shutdown  Once the output is in regulation (the first on-time is trig-
          When SHDN goes low, the MAX17409 enters low-power              gered) and the PWRGD blanking time expires, the con-
                                                                         troller tightens the OVP threshold, tracking the OVP
          shutdown mode. PWRGD is pulled low immediately,                threshold by 300mV, subject to a minimum OVP thresh-
                                                                         old of 0.8V. The controller also uses the fixed 1.8V OVP
          and the output voltage ramps down with a 1.56mV/s             threshold during soft-start and soft-shutdown.

          slew rate:                                                     When the OVP circuit detects an overvoltage fault, the
                                                                         MAX17409 immediately forces DL high and pulls DH low.
          t  TRAN(SHDN)  =      VOUT   s)                               This action turns on the synchronous-rectifier MOSFETs
                                                                         with 100% duty and, in turn, rapidly discharges the output
                            (1.56mV /                                    filter capacitor and forces the output low. If the condition
                                                                         that caused the overvoltage (such as a shorted high-side
          Slowly discharging the output capacitors by slewing the        MOSFET) persists, the battery fuse blows. Toggle SHDN
          output over a long period of time keeps the average            or cycle the VCC power supply below 0.5V to clear the
          negative inductor current low (damped response),               fault latch and reactivate the controller.
          thereby eliminating the negative output-voltage excur-
          sion that occurs when the controller discharges the out-       OVP protection can be disabled through the no-fault
          put quickly by permanently turning on the low-side             test mode (see the No-Fault Test Mode section).
          MOSFET (underdamped response). This eliminates the
          need for the Schottky diode normally connected                                    Output Undervoltage Protection (UVP)
          between the output and ground to clamp the negative            The output UVP function is similar to foldback current
          output-voltage excursion. After the controller reaches         limiting, but employs a timer rather than a variable cur-
          the zero target, the MAX17409 shuts down completely--          rent limit. If the MAX17409 output voltage is 400mV
          the drivers are disabled (DL driven high, DH pulled            below the target voltage, the controller activates the
          low)--the reference turns off, and the supply currents         shutdown sequence and sets the fault latch. Once the
          drop to approximately 1A (max).                               controller ramps down to zero, it forces the DL high,
                                                                         and pulls DH low. Toggle SHDN or cycle the VCC power
          When a fault condition--output UVLO or thermal shut-           supply below 0.5V to clear the fault latch and reactivate
          down--activates the shutdown sequence, the protec-             the controller.
          tion circuitry sets the fault latch to prevent the controller
          from restarting. To clear the fault latch and reactivate       UVP protection can be disabled through the no-fault
          the controller, toggle SHDN or cycle VCC power below           test mode (see the No-Fault Test Mode section).
          0.5V typ.
                                                                                                               Thermal-Fault Protection
                       Temperature Comparator (VRHOT)                    The MAX17409 features a thermal-fault protection cir-
          The MAX17409 also features an independent compara-             cuit. When the junction temperature rises above
          tor with an accurate threshold (VHOT) that tracks the          +160C, an internal thermal sensor sets the fault latch
          analog supply voltage (VHOT = 0.3VCC). This makes the          and forces the DL high and the DH low. Toggle SHDN
          thermal trip threshold independent of the VCC supply           or cycle the VCC power supply below 0.5V to clear the
          voltage tolerance. Use a resistor- and thermistor-divider      fault latch and reactivate the controller after the junction
          between VCC and GND to generate a voltage-regulator            temperature cools by 15C. Thermal shutdown can be
          overtemperature monitor. Place the thermistor as close         disabled through the no-fault test mode (see the No-
          to the MOSFETs and inductors as possible.                      Fault Test Mode section).

                                     Fault Protection (Latched)                                                        No-Fault Test Mode
                                                                         The latched fault protection features can complicate the
                               Output Overvoltage (OVP) Protection       process of debugging prototype breadboards since
          The OVP circuit is designed to protect the processor           there are (at most) a few milliseconds in which to deter-
          against a shorted high-side MOSFET by drawing high             mine what went wrong. Therefore, a "no-fault" test
          current and blowing the battery fuse. The MAX17409             mode is provided to disable the fault protection--over-
          continuously monitors the output for an overvoltage fault.     voltage protection, undervoltage protection, and ther-
          The controller detects an OVP fault if the output voltage      mal shutdown. Additionally, the test mode clears the
          exceeds the set VID DAC voltage by more than 300mV,            fault latch if it has been set. The no-fault test mode is
          subject to a minimum OVP threshold of 0.8V. During             entered by forcing 11V to 13V on SHDN.
          pulse-skipping operation (SKIP = high), the controller
          initially sets the OVP threshold to a fixed 1.8V threshold.

          24 ______________________________________________________________________________________
                 1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                                   MOSFET Gate Drivers     MAX17409 BST        (RBST)*       INPUT (VIN)                           MAX17409
The DH and DL drivers are optimized for driving moder-                    DH      CBST
ate-sized high-side and larger low-side power                              LX           NH
MOSFETs. This is consistent with the low duty factor                                            L
seen in notebook applications, where a large VIN -
VOUT differential exists. The high-side gate drivers (DH)              CBYP
source and sink 2.2A, and the low-side gate drivers        VDD
(DL) source 2.7A and sink 8A. This ensures robust gate
drive for high-current applications. The DH floating       DL                           NL
high-side MOSFET drivers are powered by internal
boost switch charge pumps at BST, while the DL syn-                            (CNL)*
chronous-rectifier drivers are powered directly by the
5V bias supply (VDD).                                      PGND

Adaptive dead-time circuits monitor the DL and DH dri-                 (RBST)* OPTIONAL--THE RESISTOR LOWERS EMI, DECREASING THE
vers and prevent either FET from turning on until the                           SWITCHING NODE RISE TIME.
other is fully off. The adaptive driver dead-time allows
operation without shoot-through with a wide range of                   (CNL)* OPTIONAL--THE CAPACITOR REDUCES LX TO DL CAPACITIVE
MOSFETs, minimizing delays and maintaining efficiency.                          COUPLING THAT CAN CAUSE SHOOT-THROUGH CURRENTS.

There must be a low-resistance, low-inductance path        Figure 7. Gate-Drive Circuit
from the DL and DH drivers to the MOSFET gates for
the adaptive dead-time circuits to work properly; other-   turned off. Adding a resistor less than 5 in series with
wise, the sense circuitry in the MAX17409 interprets the   BST slows down the high-side MOSFET turn-on time,
MOSFET gates as "off" while charge actually remains.       eliminating the shoot-through currents without degrad-
Use very short, wide traces (50 mils to 100 mils wide if   ing the turn-off time (RBST in Figure 7). Slowing down
the MOSFET is 1in from the driver).                        the high-side MOSFET also reduces the LX node rise
                                                           time, thereby reducing EMI and high-frequency cou-
The internal pulldown transistor that drives DL low is     pling responsible for switching noise.
robust, with a 0.25 (typ) on-resistance. This helps DL
from being pulled up due to capacitive coupling from               Quick-PWM Design Procedure
the drain to the gate of the low-side MOSFETs when the
inductor node (LX) quickly switches from ground to VIN.    Firmly establish the input voltage range and maximum
Applications with high input voltages and long inductive   load current before choosing a switching frequency
driver traces might require that rising LX edges do not    and inductor operating point (ripple-current ratio). The
pull up the low-side MOSFETs' gate, causing shoot-         primary design trade-off lies in choosing a good switch-
through currents. The capacitive coupling between LX       ing frequency and inductor operating point, and the fol-
and DL created by the MOSFET's gate-to-drain capaci-       lowing four factors dictate the rest of the design:
tance (CRSS), gate-to-source capacitance (CISS -
CRSS), and additional board parasitics should not          Input voltage range: The maximum value
exceed the following minimum threshold:                         (VIN(MAX)) must accommodate the worst-case high
                                                                AC adapter voltage. The minimum value (VIN(MIN))
VGS(TH)  >  VIN    CRSS                                         must account for the lowest input voltage after
                   CISS                                         drops due to connectors, fuses, and battery selec-
                                                                tor switches. If there is a choice at all, lower input
Typically, adding a 4700pF between DL and power                 voltages result in better efficiency.
ground (CNL in Figure 7), close to the low-side
MOSFETs, greatly reduces coupling. Do not exceed            Maximum load current: There are two values to
22nF of total gate capacitance to prevent excessive             consider. The peak load current (ILOAD(MAX)) deter-
turn-off delays.                                                mines the instantaneous component stresses and
                                                                filtering requirements, and thus drives output
Alternatively, shoot-through currents could be caused
by a combination of fast high-side MOSFETs and slow
low-side MOSFETs. If the turn-off delay time of the low-
side MOSFET is too long, the high-side MOSFETs can
turn on before the low-side MOSFETs have actually

______________________________________________________________________________________ 25
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409       capacitor selection, inductor saturation rating, and    output sag is also a function of the maximum duty fac-
               the design of the current-limit circuit. The continu-   tor, which can be calculated from the on-time and mini-
               ous load current (ILOAD) determines the thermal         mum off-time. The worst-case output sag voltage can
               stresses and thus drives the selection of input         be determined by:
               capacitors, MOSFETs, and other critical heat-con-
               tributing components. Modern notebook CPUs gen-                               2    VOUTt SW                     
               erally exhibit ILOAD = ILOAD(MAX) x 80%.                                               VIN                     
                                                                       ( () ) VSAG                              +              
          Switching frequency: This choice determines the               L ILOAD(MAX)                             t OFF(MIN)
               basic trade-off between size and efficiency. The                           
               optimal frequency is largely a function of maximum      =                     VIN - VOUT  t                        
               input voltage, due to MOSFET switching losses that         2COUTVOUT                 VIN                           
               are proportional to frequency and VIN2. The opti-                                            SW    -  t  OFF(MIN)  
               mum frequency is also a moving target, due to
               rapid improvements in MOSFET technology that are        where tOFF(MIN) is the minimum off-time (see the
               making higher frequencies more practical.               Electrical Characteristics table).

          Inductor operating point: This choice provides             The amount of overshoot due to stored inductor energy
               trade-offs between size vs. efficiency and transient    can be calculated as:
               response vs. output noise. Low inductor values pro-
               vide better transient response and smaller physical        ( ) VSOAR                         2
               size, but also result in lower efficiency and higher                ILOAD(MAX)
               output noise due to increased ripple current. The                                             L
               minimum practical inductor value is one that causes
               the circuit to operate at the edge of critical conduc-                        2C OUT VOUT
               tion (where the inductor current just touches zero
               with every cycle at maximum load). Inductor values                               Current-Limit Control (ILIM)
               lower than this grant no further size-reduction bene-   REF and ILIM are used to set the current limit. REF reg-
               fit. The optimum operating point is usually found       ulates to a fixed 2.0V and the REF-to-ILIM voltage
               between 20% and 50% ripple current.                     determines the valley current-sense threshold. When
                                                                       ILIM = VCC, the controller uses the preset 22.5mV cur-
                                                 Inductor Selection    rent-limit threshold. In an adjustable design, ILIM is
          The switching frequency and operating point (% ripple        connected to a resistive voltage-divider connected
          current or LIR) determine the inductor value as follows:     between REF and ground. The differential voltage
                                                                       between REF and ILIM sets the current-limit threshold
                                                                       (VLIMIT), so the valley current-sense threshold is:

          L  =    fSWIVLIONA-DV(MOAUXT)LIR     VOUT                       VLIMIT   =         VREF - VILIM
                                                VIN                                                10
               

          Find a low-loss inductor having the lowest possible DC       This allows design flexibility since the DCR sense circuit
          resistance that fits in the allotted dimensions. Ferrite     or sense resistor does not have to be adjusted to meet
          and molded iron cores are often the best choice,             the current limit as long as the current-sense voltage
          although powdered iron is inexpensive and can work           never exceeds 50mV. Keeping VLIMIT between 20mV to
          well at 200kHz. The core must be large enough not to         40mV leaves room for future current-limit adjustment.
          saturate at the peak inductor current (IPEAK):
                                                                       The minimum current-limit threshold must be high
             IPEAK  =  ILOAD(MAX)  1+          LIR                     enough to support the maximum load current when the
                                                2                      current limit is at the minimum tolerance value. The val-
                                                                       ley of the inductor current occurs at ILOAD(MAX) minus
                                                                       half the ripple current; therefore:

                                               Transient Response         IVALLEY  > ILOAD(MAX)   1-        LIR
          The inductor ripple current impacts transient-response                                             2
          performance, especially at low VIN - VOUT differentials.
          Low inductor values allow the inductor current to slew
          faster, replenishing charge removed from the output fil-
          ter capacitors by a sudden load step. The amount of

          26 ______________________________________________________________________________________
                                1-Phase Quick-PWM GPU Controller

where:                                                               ( ) RESR + RPCB   VSTEP                             MAX17409
                                                                                        ILOAD(MAX)

        IVALLEY  =  VLIMIT   =         VLIMIT                In nonprocessor applications, the output capacitor's
                    R SENSE     DCR RCSP-CSN               size often depends on how much ESR is needed to
                                                             maintain an acceptable level of output ripple voltage.
                                R LX -CSN                    The output ripple voltage of a step-down controller
                                                             equals the total inductor ripple current multiplied by the
where RSENSE is the sensing resistor and RCSP-CSN/           output capacitor's ESR. The maximum ESR to meet rip-
RLX-CSN is the ratio of resistor-divider with DCR-sensing    ple requirements is:
approach.

                               Voltage Positioning and                        VINfSWL      
                                     Loop Compensation                        - VOUT VOUT  
                                                                     ( ) RESR                 VRIPPLE
Voltage positioning dynamically lowers the output volt-                  VIN
age in response to the load current, reducing the out-
put capacitance and processor's power dissipation            where fSW is the switching frequency. The actual
requirements. The controller uses a transconductance         capacitance value required relates to the physical size
amplifier to set the transient and DC output voltage         needed to achieve low ESR, as well as to the chemistry
droop (Figure 2) as a function of the load. This adjusta-    of the capacitor technology. Thus, the capacitor is usu-
bility allows flexibility in the selected current-sense      ally selected by ESR and voltage rating rather than by
resistor value or inductor DCR, and allows smaller cur-      capacitance value (this is true of polymer types).
rent-sense resistance to be used, reducing the overall
power dissipated.                                            When using low-capacity ceramic filter capacitors,
                                                             capacitor size is usually determined by the capacity
                           Steady-State Voltage Positioning  needed to prevent VSAG and VSOAR from causing
Connect a resistor (RFB) between FB and VOUT to set          problems during load transients. Generally, once
the DC steady-state droop (load line) based on the           enough capacitance is added to meet the overshoot
required voltage positioning slope (RDROOP):                 requirement, undershoot at the rising load edge is no
                                                             longer a problem (see the VSAG and VSOAR equations
                            RDROOP                           in the Transient Response section).
                         R SENSEGm(FB)
                 RFB  =                                        Output Capacitor Stability Considerations
                                                             For Quick-PWM controllers, stability is determined by
where the effective current-sense resistance (RSENSE)        the value of the ESR zero relative to the switching fre-
depends on the current-sense method (see the Current         quency. The boundary of instability is given by the fol-
Sense section), and the voltage-positioning amplifier's      lowing equation:

transconductance (Gm(FB)) is typically 600S as                              fESR     fSW
defined in the Electrical Characteristics table. When the                              

inductors' DCR is used as the current-sense element          where:

(RSENSE = RDCR), each current-sense input should                       fESR  =          1
include an NTC thermistor to minimize the temperature                           2R EFF C OUT

dependence of the voltage-positioning slope.

                         Output Capacitor Selection          and:
The output filter capacitor must have low enough effec-
tive equivalent series resistance (ESR) to meet output               REFF = RESR + RDROOP(AC) + RPCB
ripple and load-transient requirements, yet have high
enough ESR to satisfy stability requirements.                where COUT is the total output capacitance, RESR is the
                                                             total ESR, RSENSE is the current-sense resistance (RCM
In processor core supplies and other applications where      = RCS), RDROOP(AC) is the AC component of the droop,
the output is subject to large load transients, the output   and RPCB is the parasitic board resistance between the
capacitor's size typically depends on how much ESR is        output capacitors and sense resistors.
needed to prevent the output from dipping too low under a
load transient. Ignoring the sag due to finite capacitance:

                    ______________________________________________________________________________________ 27
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409  In applications that require DC droop, RDROOP(AC) is         The easiest method for checking stability is to apply a
          the same as the DC droop setting (RDROOP(AC) =               very fast zero-to-max load transient and carefully
          RDROOP(DC)). In applications that do not require DC          observe the output-voltage ripple envelope for over-
          droop, this AC signal is generated by capacitively cou-      shoot and ringing. It can help to simultaneously monitor
          pling the inductor ripple current signal to the FB pin. In   the inductor current with an AC current probe. Do not
          this case, RDROOP(AC) = RSENSE, where RSENSE is the          allow more than one cycle of ringing after the initial
          effective sense resistance seen at the CSP-CSN pins.         step-response under/overshoot.

          In Figure 1, C3 couples the inductor ripple current signal                               Input Capacitor Selection
          to the FB pin. C3 can be connected to the CSN pin or the
          CSP pin. Connecting to the CSN pin only couples the out-     The input capacitor must meet the ripple current
          put capacitor ESR to the FB pin. Connecting to the CSP
          pin adds the RSENSE component to the effective resis-        requirement (IRMS) imposed by the switching currents.
          tance in addition to the output capacitor ESR. This is use-  The IRMS requirements can be determined by the fol-
          ful for applications using all ceramic output capacitors.    lowing equation:

          Keep the C3 x RFB time constant between 3x and 5x of             ILOAD  
          the switching period. Practical values for C3 range from         VIN   
          0.1F to 1F. Calculate RFB after selecting C3. Keeping      ( ) IRMS=
          RFB below 100 minimizes any residual DC droop.                            VOUT VIN - VOUT

          In the standard application circuit (Figure 1), the effec-   The worst-case RMS current requirement occurs when
          tive resistance for stability is the sum of the ~ 2m DCR     operating with VIN = 2VOUT. At this point, the above
          and the 6m ESR of the 470F output capacitor. The            equation simplifies to IRMS = 0.5 x ILOAD.
          ESR zero frequency is 42kHz, well within the require-
          ment of fSW/.                                                For most applications, nontantalum chemistries (ceram-
                                                                       ic, aluminum, or OS-CON) are preferred due to their
          Ceramic capacitors have a high-ESR zero frequency,           resistance to inrush surge currents typical of systems
          but applications with significant voltage positioning can    with a mechanical switch or connector in series with the
          take advantage of their size and low ESR. Do not put         input. If the Quick-PWM controller is operated as the
          high-value ceramic capacitors directly across the out-       second stage of a two-stage power-conversion system,
          put without verifying that the circuit contains enough       tantalum input capacitors are acceptable. In either con-
          voltage positioning and series PCB resistance to             figuration, choose an input capacitor that exhibits less
          ensure stability. When only using ceramic output             than +10C temperature rise at the RMS input current
          capacitors, output overshoot (VSOAR) typically deter-        for optimal circuit longevity.
          mines the minimum output capacitance requirement.
          Their relatively low capacitance value can cause output                                  Power-MOSFET Selection
          overshoot when stepping from full-load to no-load con-       Most of the following MOSFET guidelines focus on the
          ditions, unless a small inductor value is used (high         challenge of obtaining high load-current capability
          switching frequency) to minimize the energy transferred      when using high-voltage (> 20V) AC adapters. Low-
          from inductor to capacitor during load-step recovery.        current applications usually require less attention.

          Unstable operation manifests itself in two related but       The high-side MOSFET (NH) must be able to dissipate the
          distinctly different ways: double-pulsing and feedback       resistive losses plus the switching losses at both VIN(MIN)
          loop instability. Double-pulsing occurs due to noise on      and VIN(MAX). Calculate both of these sums. Ideally, the
          the output or because the ESR is so low that there is not    losses at VIN(MIN) should be roughly equal to losses at
          enough voltage ramp in the output-voltage signal. This       VIN(MAX), with lower losses in between. If the losses at
          "fools" the error comparator into triggering a new cycle     VIN(MIN) are significantly higher than the losses at
          immediately after the minimum off-time period has            VIN(MAX), consider increasing the size of NH (reducing
          expired. Double-pulsing is more annoying than harmful,       RDS(ON) but with higher CGATE). Conversely, if the losses
          resulting in nothing worse than increased output ripple.     at VIN(MAX) are significantly higher than the losses at
          However, it can indicate the possible presence of loop       VIN(MIN), consider reducing the size of NH (increasing
          instability due to insufficient ESR. Loop instability can    RDS(ON) to lower CGATE). If VIN does not vary over a wide
          result in oscillations at the output after line or load      range, the minimum power dissipation occurs where the
          steps. Such perturbations are usually damped, but can        resistive losses equal the switching losses.
          cause the output voltage to rise above or fall below the
          tolerance limits.                                            Choose a low-side MOSFET that has the lowest possible
                                                                       on-resistance (RDS(ON)), comes in a moderate-sized
                                                                       package (i.e., one or two 8-pin SOs, DPAK, or D2PAK),
                                                                       and is reasonably priced. Make sure that the DL gate

          28 ______________________________________________________________________________________
                          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

driver can supply sufficient current to support the gate                                        VOUT               2 RDS(ON)  MAX17409
charge and the current injected into the parasitic gate-                               1-     VIN(MAX)   
to-drain capacitor caused by the high-side MOSFET              ( ) PD                                    
turning on; otherwise, cross-conduction problems could         (NL  Resistive)      =                       ILOAD
occur (see the MOSFET Gate Drivers section).
                                                               The worst case for MOSFET power dissipation occurs

                                  MOSFET Power Dissipation     under heavy overloads that are greater than
Worst-case conduction losses occur in the high-side
MOSFET (NH) is a function of the duty factor, with the         ILOAD(MAX), but are not quite high enough to exceed
worst-case power dissipation occurring at the minimum
input voltage:                                                 the current limit and cause the fault latch to trip. To pro-

                                                               tect against this possibility, the circuit can be overde-

                                                               signed to tolerate:

                          VOUT    ILOAD 2RDS(ON)               ILOAD  =    IVALLEY(MAX)          +  IINDUCTOR      
                           VIN                                                                             2      
PD  (NH  Resistive)  =

                                                                      =  IVALLEY(MAX)         +     ILOAD(MAX)LIR
                                                                                                                     
Generally, a small high-side MOSFET is desired to                                                           2
reduce switching losses at high input voltages.
However, the RDS(ON) required to stay within package           where IVALLEY(MAX) is the maximum valley current
power dissipation often limits how small the MOSFET            allowed by the current-limit circuit, including threshold
can be. Again, the optimum occurs when the switching           tolerance and on-resistance variation. The MOSFETs
losses equal the conduction (RDS(ON)) losses. High-            must have a good size heatsink to handle the overload
side switching losses do not usually become an issue           power dissipation.
until the input is greater than approximately 15V.
                                                               Choose a Schottky diode (DL) with a forward voltage
Calculating the switching losses in a high-side MOSFET         low enough to prevent the low-side MOSFET body
(NH) is difficult since it must allow for difficult quantify-  diode from turning on during the dead time. Select a
ing factors that influence the turn-on and turn-off times.     diode that can handle the load current during the dead
These factors include the internal gate resistance, gate       times. This diode is optional and can be removed if effi-
charge, threshold voltage, source inductance, and PCB          ciency is not critical.
layout characteristics. The following switching-loss cal-
culation provides only a very rough estimate and is no                                                  Boost Capacitors
substitute for breadboard evaluation, preferably includ-       The boost capacitors (CBST) must be selected large
ing verification using a thermocouple mounted on NH:           enough to handle the gate charging requirements of
                                                               the high-side MOSFETs. However, high-current appli-
PD  (NH  Switching)  =  VINILOADfSW    QG(SW)                  cations driving large high-side MOSFETS require boost
                                       IGATE                   capacitors larger than 0.1F. For these applications,
                                                               select the boost capacitors to avoid discharging the
                     + COSSVIN2fSW                             capacitor more than 200mV while charging the high-
                               2                               side MOSFETs' gates:

where COSS is the NH MOSFET's output capacitance,                                   CBST   =  N QGATE
QG(SW) is the charge needed to turn on the NH MOSFET,                                           200mV
and IGATE is the peak gate-drive source/sink current
(2.2A typ).                                                    where N is the number of high-side MOSFETs used for

Switching losses in the high-side MOSFET can become            one regulator, and QGATE is the gate charge specified
                                                               in the MOSFET's data sheet. For example, assume (2)
an insidious heat problem when maximum AC adapter
                                                               IRF7811W n-channel MOSFETs are used on the high
voltages are applied, due to the squared term in the C
x VIN2 x fSW switching-loss equation. If the high-side         side. According to the manufacturer's data sheet, a sin-
MOSFET chosen for adequate RDS(ON) at low battery
voltages becomes extraordinarily hot when biased from          gle IRF7811W has a maximum gate charge of 24nC

VIN(MAX), consider choosing another MOSFET with                (VGS = 5V). Using the above equation, the required
lower parasitic capacitance.                                   boost capacitance would be:

                                                                      CBST             =  2 24nC  =   0.24F
                                                                                           200mV

For the low-side MOSFET (NL), the worst-case power             Selecting the closest standard value, this example
dissipation always occurs at maximum input voltage:            requires a 0.22F ceramic capacitor.

         ______________________________________________________________________________________ 29
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409        Applications Information                                  When trade-offs in trace lengths must be made, it is
                                                                              preferable to allow the inductor charging path to be
                                                        Positive Offset       made longer than the discharge path. For example,
          Some applications require a positive offset to shift the            it is better to allow some extra distance between the
          output voltage to a different level. This might be neces-           input capacitors and the high-side MOSFET than to
          sary to obtain a voltage not supported by the VID code,             allow distance between the inductor and the low-
          or to allow a shift in the VID code mapping.                        side MOSFET or between the inductor and the out-
                                                                              put filter capacitor.
          A positive offset is generated by raising the voltage at
          the GNDS/OFSP pin using a resistor-divider from REF.            Route high-speed switching nodes away from sen-
          Refer to R14 and R20 in Figure 1. The voltage at the                sitive analog areas (CCV, FB, CSP, CSN, etc.).
          GNDS/OFSP pin relative to the analog ground of the IC
          sets the offset voltage that is added to the programmed                                               Layout Procedures
          VID voltage:                                                   1) Place the power components first, with ground ter-

                VGNDS  =  VOFFSET  =   R14         VREF                       minals adjacent (low-side MOSFET source, CIN,
                                       R20 + R14                              COUT, and D1 anode). If possible, make all these
                                                                              connections on the top layer with wide, copper-
          and:                                                                filled areas.

                VTARGET = VDAC + VOFFSET                                 2) Mount the controller IC adjacent to the low-side
                                                                              MOSFET. The DL gate traces must be short and
                                           PCB Layout Guidelines              wide (50mils to 100mils wide if the MOSFET is 1in
          Careful PCB layout is critical to achieve low switching             from the controller IC).
          losses and clean, stable operation. The switching power
          stage requires particular attention (Figure 8). If possible,   3) Group the gate-drive components (BST capacitors,
          mount all the power components on the top side of the               VDD bypass capacitor) together near the controller IC.
          board with their ground terminals flush against one
          another. Follow the MAX17409 Evaluation Kit layout and         4) Make the DC-DC controller ground connections as
          use the following guidelines for good PCB layout:                   shown in Figure 1. This diagram can be viewed as
                                                                              having four separate ground planes: input/output
          Keep the high-current paths short, especially at the              ground, where all the high-power components go;
               ground terminals. This is essential for stable, jitter-        the power ground plane, where the PGND pin and
               free operation.                                                VDD bypass capacitor go; the master's analog
                                                                              ground plane where sensitive analog components
          Connect all analog grounds to a separate solid cop-               go, the master's GND pin and VCC bypass capaci-
               per plane, which connects to the GND pin of the                tor go; and the slave's analog ground plane where
               Quick-PWM controller. This includes the VCC                    the slave's GND pin and VCC bypass capacitor go.
               bypass capacitor, REF, GNDS bypass capacitors,                 The master's GND plane must meet the PGND
               and compensation (CCV) components.                             plane only at a single point directly beneath the IC.
                                                                              Similarly, the slave's GND plane must meet the
          Keep the power traces and load connections short.                 PGND plane only at a single point directly beneath
               This is essential for high efficiency. The use of thick        the IC. The respective master and slave ground
               copper PCBs (2oz vs. 1oz) can enhance full-load                planes should connect to the high-power output
               efficiency by 1% or more. Correctly routing PCB                ground with a short metal trace from PGND to the
               traces is a difficult task that must be approached in          source of the low-side MOSFET (the middle of the
               terms of fractions of centimeters, where a single              star ground). This point must also be very close to
               milliohm of excess trace resistance causes a mea-              the output capacitor ground terminal.
               surable efficiency penalty.
                                                                         5) Connect the output power planes (VCORE and sys-
          Keep the high-current, gate-driver traces (DL, DH,                tem ground planes) directly to the output filter
               LX, and BST) short and wide to minimize trace                  capacitor positive and negative terminals with multi-
               resistance and inductance. This is essential for               ple vias. Place the entire DC-DC converter circuit as
               high-power MOSFETs that require low-impedance                  close to the CPU as is practical.
               gate drivers to avoid shoot-through currents.

          CSP and CSN connections for current limiting and
               voltage positioning must be made using Kelvin-sense
               connections to guarantee the current-sense accuracy.

          30 ______________________________________________________________________________________
                                   1-Phase Quick-PWM GPU Controller

                    KELVIN SENSE VIAS UNDER          POWER STAGE LAYOUT (TOP SIDE OF PCB)                              MAX17409
                           THE INDUCTOR

                 (SEE MAX17409 EVALUATION KIT)

                                                     INDUCTOR L           OUTPUT
                                                                        COUT COUT
                              CSP       RNTC
                                                                        CIN1
                              CSN       R2

                                   CEQ  R1                                                 POWER GROUND

                               KELVIN SENSE VIAS TO              INPUT
                                    INDUCTOR PAD                 SMPS

                              INDUCTOR DCR SENSING

Figure 8. PCB Layout Example

                              Chip Information                             Package Information

PROCESS: BiCMOS                                      For the latest package outline information and land patterns, go
                                                     to www.maxim-ic.com/packages.

                                                     PACKAGE TYPE PACKAGE CODE DOCUMENT NO.

                                                     28 TQFN                       T2844-1               21-0139

______________________________________________________________________________________ 31
          1-Phase Quick-PWM GPU Controller

MAX17409                                                                           Revision History

          REVISION  REVISION                                          DESCRIPTION  PAGES CHANGED
          NUMBER       DATE
                              Initial release                                                 --
                0       4/09  Remove all NVIDIA references; change CPU to GPU                132
                1       7/09

          Maxim cannot assume responsibility for use of any circuitry other than circuitry entirely embodied in a Maxim product. No circuit patent licenses are
          implied. Maxim reserves the right to change the circuitry and specifications without notice at any time.

          32 ____________________Maxim Integrated Products, 120 San Gabriel Drive, Sunnyvale, CA 94086 408-737-7600

          2009 Maxim Integrated Products  Maxim is a registered trademark of Maxim Integrated Products, Inc.
This datasheet has been downloaded from:
             www.EEworld.com.cn

                 Free Download
           Daily Updated Database
      100% Free Datasheet Search Site
  100% Free IC Replacement Search Site
     Convenient Electronic Dictionary

               Fast Search System
             www.EEworld.com.cn

                                                 All Datasheets Cannot Be Modified Without Permission
                                                                Copyright Each Manufacturing Company

MAX17409GTI+器件购买:

该厂商的其它器件

About Us 关于我们 客户服务 联系方式 器件索引 网站地图 最新更新 手机版

站点相关: 大学堂 TI培训 Datasheet

北京市海淀区知春路23号集成电路设计园量子银座1305 电话:(010)82350740 邮编:100191

电子工程世界版权所有 京ICP证060456号 京ICP备10001474号 电信业务审批[2006]字第258号函 京公海网安备110108001534 Copyright © 2005-2017 EEWORLD.com.cn, Inc. All rights reserved