器件类别:半导体    电源管理   
厂商名称:Linear ( ADI )


IC reg ctrlr buck pwm CM 32-qfn


Product Photos:
Standard Package : 73
Category: Integrated Circuits (ICs)
Family: PMIC - Voltage Regulators - DC DC Switching Controllers
Series: PolyPhase®
Packaging : Tube
PWM Type: Current Mode
Number of Outputs: 2
Frequency - Max: 580kHz
Duty Cycle: 99%
Voltage - Supply: 4 V ~ 36 V
Buck: Yes
Boost: No
Flyback: No
Inverting: No
Doubler: No
Divider: No
Cuk: No
Isolated: No
Operating Temperature: -40°C ~ 85°C
Package / Case: 32-WFQFN Exposed Pad



                                                                                                      High Efficiency, 2-Phase
                                                                                                      Synchronous Step-Down

                                                                                                             Switching Regulator

FEATURES                                                                                                                                                      +DESCRIPTIO

Wide Output Voltage Range: 0.8V  VOUT  14V        U                                  The LTC3727LX-1 is a high performance dual step-down
Out-of-Phase Controllers Reduce Required Input                                       switching regulator controller that drives all N-channel
                                                                                      Usynchronous power MOSFET stages. A constant-frequency
   Capacitance and Power Supply Induced Noise                                         current mode architecture allows phase-lockable frequency
OPTI-LOOP Compensation Minimizes COUT                                               of up to 550kHz. Power loss and noise due to the ESR of
1.5% Output Voltage Accuracy                                                        the input capacitors are minimized by operating the two
Power Good Output Voltage Monitor                                                    controller output stages out of phase.
Phase-Lockable Fixed Frequency 250kHz to 550kHz
Dual N-Channel MOSFET Synchronous Drive                                              OPTI-LOOP compensation allows the transient response
Wide VIN Range: 4V to 32V Operation                                                  to be optimized over a wide range of output capacitance and
Very Low Dropout Operation: 99% Duty Cycle                                           ESR values. There is a precision 0.8V reference and a power
Adjustable Soft-Start Current Ramping                                                good output indicator. A wide 4V to 28V (32V maximum)
Foldback Output Current Limiting                                                     input supply range encompasses all battery chemistries.
Output Overvoltage Protection
Low Shutdown IQ: 20A                                                                Table 1
Selectable Constant-Frequency or Burst Mode
                                                                                      PART                  VIN       VREF ACCURACY LATCH-                                                MINIMUM
   Operation                                                                          NUMBER                                                                                              ON-TIME
Small 28-Lead SSOP and 5mm 5mm QFN Packages                                                              RANGE OVERTEMPERATURE OFF
              U                                                                       LTC3727LX-1 4V to 32V                            1.5%                                       No       180ns
APPLICATIO S                                                                                                                                                                                180ns
                                                                                      LTC3727 4V to 36V                                1%                                      Yes         120ns
Telecom Systems
Automotive Systems                                                                   LTC3727-1 4V to 36V                              1%                                         No
Distributed DC Power Systems
                                                                                      LTC3727A-1 4V to 36V                             1%                                         No

                                                                                          , LT, LTC and LTM are registered trademarks of Linear Technology Corporation. Burst
                                                                                      Mode and OPTI-LOOP are registered trademarks of Linear Technology Corporation. All other
                                                                                      trademarks are the property of their respective owners. Protected by U.S. Patents, including
                                                                                      5481178, 5929620, 6177787, 6144194, 6100678, 5408150, 6580258, 6304066, 5705919.


                                +                                                  VIN PGOOD INTVCC              1F                                                   VIN
                                                                                                                 CERAMIC                                       22F 18V TO 28V
                                            4.7F                           TG1                 TG2                                                            50V
                        M1                                                                                                         M3                          CERAMIC
           8H                                                              BOOST1    BOOST2                0.1F
                                        0.1F                               SW1           SW2                                                                       15H
                        M2                                                                                                         M4
                                                                            BG1    LTC3727LX-1  BG2
                                                                            PLLIN         PGND
                                                                            SENSE1+   SENSE2+

           0.015                                                                                              1000pF                                           0.015

VOUT1                                                                       SENSE1   SENSE2                 220pF                                                                VOUT2
    5V                                                                                                      15k                                                                    12V
    5A                                                                      VOSENSE1  VOSENSE2                                                                                     4A

        +         105k                                                      ITH1                ITH2                        280k                                                56F
                  1%                                                                                                         1%                                                 15V
           47F                                                      220pF  RUN/SS1 SGND RUN/SS2                      20k
           6V                                      20k                                                                1%

           SP                                      1%  15k                  0.1F                    0.1F

           M1, M2, M3, M4: FDS6680A                                                                                                                                   3727LX1 F01

                            Figure 1. High Efficiency Dual 12V/5V Step-Down Converter



                    U WW W

Input Supply Voltage (VIN).........................32V to 0.3V                    ITH1, ITH2, VOSENSE1, VOSENSE2 Voltages ... 2.7V to 0.3V
Top Side Driver Voltages                                                            Peak Output Current < 10s (TG1, TG2, BG1, BG2) .... 3A
                                                                                    INTVCC Peak Output Current ................................ 50mA
(BOOST1, BOOST2) ...................................40V to 0.3V                   Operating Temperature Range (Note 2)..... 40C to 85C
                                                                                    Junction Temperature (Note 3) ............................. 125C
Switch Voltage (SW1, SW2) .........................32V to 5V                      Storage Temperature Range ................. 65C to 125C
                                                                                    Lead Temperature
(BOOST2-SW2) ........................................8.5V to 0.3V                 (Soldering, 10 sec, G Package)............................. 300C
                                                                                    Solder Reflow Temperature (UH Package) ........... 265C
RUN/SS1, RUN/SS2, PGOOD ..................... 7V to 0.3V
SENSE2 Voltages .....................................14V to 0.3V

PLLIN, PLLFLTR, FCB Voltages ........... INTVCC to 0.3V

                       UW U

               TOP VIEW                          ORDER PART                                     TOP VIEW                                                ORDER PART
                                                   NUMBER                                                                                                 NUMBER
RUN/SS1 1                28 PGOOD                                                               NC
SENSE1+ 2                27 TG1      LTC3727LXEG-1                                                  SENSE1                                         LTC3727LXEUH-1
SENSE1 3                26 SW1                                                                          SENSE1+
VOSENSE1 4               25 BOOST1                                                                             NC                                        UH PART
PLLFLTR 5                24 VIN                                                                                      RUN/SS1                            MARKING
                         23 BG1                                                                                           PGOOD                          727LX1
    PLLIN 6              22 EXTVCC                                                                                             TG1
      FCB 7              21 INTVCC                                                                                                  SW1
      ITH1 8             20 PGND
                         19 BG2                                                                 32 31 30 29 28 27 26 25
    SGND 9               18 BOOST2
3.3VOUT 10              17 SW2                              VOSENSE1 1                                                                  24 BOOST1
                         16 TG2                              PLLFLTR 2                                                                   23 VIN
      ITH2 11            15 RUN/SS2                                                                                                      22 BG1
VOSENSE2 12                                                      PLLIN 3
SENSE2+ 14                                                                            FCB 4                            21 EXTVCC
                                                                                      ITH1 5    33
                                                                                    SGND 6
                                                                                                                       20 INTVCC
                                                                                                                       19 PGND

                                                                                    3.3VOUT 7                                            18 BG2
                                                                                        ITH2 8                                           17 BOOST2

                                                                                                9 10 11 12 13 14 15 16





            G PACKAGE                                                                                         UH PACKAGE
     28-LEAD PLASTIC SSOP                                                                       32-LEAD (5mm 5mm) PLASTIC QFN

   TJMAX = 125C, JA = 95C/W                                                                         TJMAX = 125C, JA = 34C/W
                                                                                                   EXPOSED PAD (PIN 33) IS SGND
                                                                                                     (MUST BE SOLDERED TO PCB)

Order Options Tape and Reel: Add #TR Lead Free: Add #PBF Lead Free Tape and Reel: Add #TRPBF
Lead Free Part Marking:

Consult LTC Marketing for parts specified with wider operating temperature ranges.

ELECTRICAL CHARACTERISTICS The  denotes the specifications which apply over the full operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL PARAMETER                                 CONDITIONS                                                                              MIN TYP MAX UNITS

Main Control Loops

VOSENSE1, 2   Regulated Feedback Voltage         (Note 4); ITH1, 2 Voltage = 1.2V                          0.788 0.800 0.812                                        V
IVOSENSE1, 2  Feedback Current                   (Note 4)
VREFLNREG     Reference Voltage Line Regulation  VIN = 3.6V to 30V (Note 4)                                                                         5   50        nA

                                                                                                                                                    0.002 0.02  %/V



ELECTRICAL CHARACTERISTICS The  denotes the specifications which apply over the full operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL       PARAMETER                             CONDITIONS                                                             MIN     TYP    MAX UNITS
VLOADREG     Output Voltage Load Regulation
                                                   (Note 4)                                                              0.76     0.1
                                                   Measured in Servo Loop; ITH Voltage = 1.2V to 0.7V                     0.30   0.1   0.5     %
                                                   Measured in Servo Loop; ITH Voltage = 1.2V to 2.0V                            1.3
                                                                                                                         0.84             0.5   %
                                                   ITH1, 2 = 1.2V; Sink/Source 5A (Note 4)                               85     3
gm1, 2       Transconductance Amplifier gm                                                                                98                     mmho
gmGBW1, 2                                          ITH1, 2 = 1.2V (Note 4)                                                0.5      1
IQ           Transconductance Amplifier GBW                                                                               1.0      20            MHz
                                                   (Note 5)                                                               105    0.800
             Input DC Supply Current               VIN = 15V, EXTVCC Tied to VOUT1, VOUT1 = 8.5V                                  0.18          mA
               Normal Mode                         VRUN/SS1, 2 = 0V                                                       7.2     6.8
               Shutdown                                                                                                   6.9            35      A
                                                                                                                          350     3.5
VFCB         Forced Continuous Threshold                                                                                  220     0.86   0.84    V
IFCB                                               VFCB = 0.85V                                                           460      60
VBINHIBIT    Forced Continuous Pin Current                                                                                        99.4    0.05  A
                                                   Measured at FCB pin                                                            1.2
             Burst Inhibit (Constant-Frequency)                                                                                   1.5    7.3     V
             Threshold                                                                                                            135

UVLO         Undervoltage Lockout                  VIN Ramping Down                                                                50    4       V
VOVL         Feedback Overvoltage Lockout          Measured at VOSENSE1, 2                                                               0.88    V
ISENSE       Sense Pins Total Source Current       (Each Channel) VSENSE1, 2 = VSENSE1+, 2+ = 0V                                40            A
DFMAX        Maximum Duty Factor                   In Dropout                                                                                    %
IRUN/SS1, 2  Soft-Start Charge Current             VRUN/SS1, 2 = 1.9V                                                                            A
VRUN/SS1, 2 ON RUN/SS Pin ON Threshold             VRUN/SS1, VRUN/SS2 Rising                                                             1.9     V
VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold        VOSENSE1, 2 = 0.7V,VSENSE1, 2 = 12V                                          0.2    165     mV
TG1, 2 tr    TG Transition Time:                   (Note 6)                                                                       7.3    90      ns
TG1, 2 tf      Rise Time                                                                                                          0.3
               Fall Time                           CLOAD = 3300pF                                                                        90      ns
                                                   CLOAD = 3300pF                                                                 380
BG1, 2 tr    BG Transition Time:                   (Note 6)                                                                       530    90      ns
BG1, 2 tf      Rise Time                                                                                                          100
               Fall Time                           CLOAD = 3300pF                                                                        80      ns
                                                   CLOAD = 3300pF                                                                 15
TG/BG t1D    Top Gate Off to Bottom Gate On Delay  CLOAD = 3300pF Each Driver                                                                    ns
             Synchronous Switch-On Delay Time

BG/TG t2D    Bottom Gate Off to Top Gate On Delay  CLOAD = 3300pF Each Driver                                                                    ns
             Top Switch-On Delay Time

tON(MIN)     Minimum On-Time                                                                                                                     ns

INTVCC Linear Regulator

VINTVCC      Internal VCC Voltage                  8.5V < VIN < 30V, VEXTVCC = 6V                                                        7.8     V

VLDO INT     INTVCC Load Regulation                ICC = 0mA to 20mA, VEXTVCC = 6V                                                       1.0     %

VLDO EXT     EXTVCC Voltage Drop                   ICC = 20mA, VEXTVCC = 8.5V                                                            160     mV

VEXTVCC      EXTVCC Switchover Voltage             ICC = 20mA, EXTVCC Ramping Positive                                                           V

VLDOHYS      EXTVCC Hysteresis                                                                                                                   V

Oscillator and Phase-Locked Loop

fNOM         Nominal Frequency                     VPLLFLTR = 1.2V                                                                       430     kHz
fLOW         Lowest Frequency                      VPLLFLTR = 0V
fHIGH        Highest Frequency                     VPLLFLTR  2.4V                                                                        290     kHz
RPLLIN       PLLIN Input Resistance
IPLLFLTR     Phase Detector Output Current         fPLLIN < fOSC                                                                         580     kHz
                                                   fPLLIN > fOSC
                Sinking Capability                                                                                                               k

             Sourcing Capability                                                                                                                 A



ELECTRICAL CHARACTERISTICS The  denotes the specifications which apply over the full operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL        PARAMETER                              CONDITIONS                                                                                                                   MIN TYP MAX UNITS

3.3V Linear Regulator                                No Load
                                                     I3.3 = 0mA to 10mA
V3.3OUT       3.3V Regulator Output Voltage          6V < VIN < 30V                                                                                                          3.25 3.35 3.45                                              V

V3.3IL        3.3V Regulator Load Regulation                                                                                                                                          0.5      2.5                                       %

V3.3VL        3.3V Regulator Line Regulation                                                                                                                                          0.05     0.3                                       %

PGOOD Output

VPGL          PGOOD Voltage Low                      IPGOOD = 2mA                                                                                                                     0.1      0.3                                       V
IPGOOD        PGOOD Leakage Current
VPG           PGOOD Trip Level, Either Controller    VPGOOD = 5V                                                                                                                               1            A

                                                     VOSENSE with Respect to Set Output Voltage                                                                                   6  7.5 9.5                                         %
                                                       VOSENSE Ramping Negative
                                                       VOSENSE Ramping Positive                                                                                                   6       7.5  9.5                                       %

Note 1: Stresses beyond those listed under Absolute Maximum Ratings               Note 4: The LTC3727LX-1 is tested in a feedback loop that servos VITH1, 2
may cause permanent damage to the device. Exposure to any Absolute                to a specified voltage and measures the resultant VOSENSE1, 2.
Maximum Rating condition for extended periods may affect device                   Note 5: Dynamic supply current is higher due to the gate charge being
reliability and lifetime.                                                         delivered at the switching frequency. See Applications Information.

Note 2: The LTC3727LX-1 is guaranteed to meet performance                         Note 6: Rise and fall times are measured using 10% and 90% levels. Delay
specifications from 0C to 85C. Specifications over the 40C to 85C            times are measured using 50% levels.
operating temperature range are assured by design, characterization and
correlation with statistical process controls.

Note 3: TJ is calculated from the ambient temperature TA and power
dissipation PD according to the following formulas:

    LTC3727LXEG-1: TJ = TA + (PD 95 C/W)
    LTC3727LXEUH-1: TJ = TA + (PD 34 C/W)


        Efficiency vs Output Current                     Efficiency vs Output Current                                                                                           Efficiency vs Input Voltage
        and Mode (Figure 13)                             (Figure 13)                                                                                                            (Figure 13)

100                                                  100                                                                                                                    100
        Burst Mode                                                             VIN = 7V                                                                                                                                       VOUT = 5V
                                                                                                                                                                                                                              IOUT = 3A
90 OPERATION               FORCED                   90
80                         CONTINUOUS                                                                                                                                       90
70                                                                               VIN = 10V
                                                                             EFFICIENCY (%)6080VIN = 15V                                                                    80
                                                                                                                                                            EFFICIENCY (%)
50                                                                     VIN = 20V
40                     CONSTANT-                                                                                                                                            70

30                     (BURST DISABLE)

20                                                   60                                                                                                                     60
10                                VIN = 15V           0.001                                     VOUT = 5V                                                                   50
                                  VOUT = 8.5V                                                                                                                                  5
0.001   0.01          0.1        1     10                   0.01                 0.1        1  10                                                                                    15                 25  32

              OUTPUT CURRENT (A)                             OUTPUT CURRENT (A)                                                                                                       INPUT VOLTAGE (V)

                                        3727LX1 G01                                             3727LX1 G02                                                                                                  3727LX1 G03




     Supply Current vs Input Voltage                                                                         EXTVCC Voltage Drop                                                  Internal 7.5V LDO Line Regulation
     and Mode (Figure 13)
                                                                                                          160                                                                 7.7
1000                                                                                                             VEXTVCC = 8.5V                                                      ILOAD = 1mA

                                                                                                          140                                                                 7.6
SUPPLY CURRENT (A)  800                                                        EXTVCC VOLTAGE DROP (mV)  120                                             INTVCC VOLTAGE (V)  7.4
                                                   BOTH                                                   100                                                                 7.2
                                                   CONTROLLERS ON                                                                                                             7.1
                     600                                                                                                                                                      7.0
                                                                                                          80                                                                  6.8

                     400                                                                                  60                                                                       0 5 10 15 20 25 30 32
                                                                                                                                                                                                    INPUT VOLTAGE (V)
                     200                                                                                  40
                                                                                                                                                                                                                                                                           3727LX1 G06
                       0                                                                                  20
                          0                                                                                                                                                      Maximum Current Sense Threshold
                                      SHUTDOWN                                                                                                                                   vs VRUN/SS (Soft-Start)

                                  10            20                                                        0     0  10  20                40         50                        150
                                                                                                                                                                                     VSENSE(CM) = 1.6V
                                                                      30 32                                                    30
                                  INPUT VOLTAGE (V)                3727LX1 G04                                         CURRENT (mA)

                                                                                                                                             3727LX1 G05

                         Maximum Current Sense Threshold                                                        Maximum Current Sense Threshold
                         vs Duty Factor                                                                         vs Percent of Nominal Output
                                                                                                                Voltage (Foldback)


                     125                                                                                  120

                     100                                                                                  105
VSENSE (mV)                                                                     VSENSE (mV)               90                                              VSENSE (mV)

                                                                                                          75                                                                  100

                     50                                                                                   45

                     25                                                                                   30


                     0                                                                                    0                                                                   50

                          0  20       40   60        80            100                                          0  20  40      60        80 100                                    01    2          3    4  5  6

                                  DUTY FACTOR (%)                                                               PERCENT OF NOMINAL OUTPUT VOLTAGE (%)                                       VRUN/SS (V)

                                                                   3727LX1 G07                                                               3727LX1 G08                                                    3727LX1 G09

                         Current Sense Threshold                                                              Load Regulation            FCB = 0V                                VITH vs VRUN/SS
                         vs ITH Voltage
                                                                                                           0.0                           VIN = 15V                            2.5
                     150                                                                                                                 FIGURE 1                                   VOSENSE = 0.7V
                     125                                                                                                                                                      2.0

VSENSE (mV)          100                                                        NORMALIZED VOUT (%)                                                                           1.5

                     50                                                                                   0.2                                            VITH (V)

                     0                                                                               0.3



                     50     0.5      1.0            2.0 2.5                                         0.4          1           3                                              0    0     2          3    4  56
                          0                                                                                0
                                           1.5                                                                         2                 4          5                                 1                     3727LX1 G12

                                      VITH (V)                                                                         LOAD CURRENT (A)                                                     VRUN/SS (V)      3727lx1fa

                                                                   3727LX1 G10                                                              3727LX1 G11                                                      5

           SENSE Pins Total Source Current                   Dropout Voltage vs Output Current                                                                                        RUN/SS Current vs Temperature
                                                             (Figure 13)
100                                                                                                                                                                                1.8
   50                                                           VOUT = 5V                                                                                                          1.6


   0                                                                                                                                                                               1.4

                                                                               DROPOUT VOLTAGE (V)
                                                                                                                                                              RUN/SS CURRENT (A)
50                                                      1.0                                                                                                                      1.2
100                                                                                      RSENSE = 0.015

150                                                                                                                                                                               0.8

200                                                      0.6

250                                                                                                                                                                               0.6


300                                                                                                                                                                               0.4

350                                                      0.2                                  RSENSE = 0.010                                                                      0.2

400                   5                 10   15            0                       1  2         3         4   5                                                                   0                0 25 50 75        100 125
       0                                                      0                                                                                                                     50 25         TEMPERATURE (C)
                                                                                                                                                                                                                      3727LX1 G15
           VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)                                              OUTPUT CURRENT (A)

                                             3727LX1 G13                                                      3727LX1 G14

           Soft-Start Up (Figure 12)                                     Load Step (Figure 12)                                                                                          Load Step (Figure 12)

       IL                                                        VOUT                                                             VOUT
5A/DIV                                                   200mV/DIV                                                        200mV/DIV

   VOUT                                                              IL                                                               IL
5V/DIV                                                        2A/DIV                                                           2A/DIV


           VIN = 20V           50ms/DIV      3727LX1 G16                 VIN = 15V     50s/DIV               3727LX1 G17                                                               VIN = 15V   50s/DIV          3727LX1 G18
           VOUT = 12V
                                                                         VOUT = 12V                                                                                                     VOUT = 12V

                                                                         LOAD STEP = 0A TO 3A                                                                                           LOAD STEP = 0A TO 3A

                                                                         Burst Mode OPERATION                                                                                           CONTINUOUS MODE

           Input Source/Capacitor                                        Burst Mode Operation (Figure 12)                                                                               Constant Frequency (Burst Inhibit)
           Instantaneous Current (Figure 12)                                                                                                                                            Operation (Figure 12)

      IIN                                                       VOUT                                                             VOUT
1A/DIV                                                   20mV/DIV                                                         20mV/DIV

   VSW1                                                           IL                                                               IL
20V/DIV                                                   0.5A/DIV                                                         0.5A/DIV

   VSW2                                                              VIN = 15V                                                        VIN = 15V
20V/DIV                                                              VOUT = 12V                                                       VOUT = 12V
                                                                     VFCB = OPEN                                                      VFCB = 7.5V
           VIN = 15V           1s/DIV       3727LX1 G19             IOUT = 20mA       50s/DIV               3727LX1 G20             IOUT = 20mA                                                        5s/DIV      3727LX1 G21
           VOUT1 = 12V
           VOUT2 = 5V
           IOUT1 = IOUT2 = 2A




                                    Current Sense Pin Input Current                                                          EXTVCC Switch Resistance
                                    vs Temperature                                                                           vs Temperature

                                  35                                                                                       10
                                        VOUT = 5V
CURRENT SENSE INPUT CURRENT (A)                                                              EXTVCC SWITCH RESISTANCE ()  8

                                  31                                                                                       6

                                  29                                                                                       4

                                  27                                                                                       2

                                  25         0 25 50 75                        100 125                                     0         0 25 50 75        100 125
                                    50 25  TEMPERATURE (C)                                                               50 25  TEMPERATURE (C)
                                                                                3727LX1 G22                                                             3727LX1 G23

                                     Oscillator Frequency                                                                   Undervoltage Lockout
                                     vs Temperature                                                                         vs Temperature

                                  700                                                                                   3.50

                                  600        VPLLFLTR = 5V                                    UNDERVOLTAGE LOCKOUT (V)  3.45

FREQUENCY (kHz)                   500                                                                                      3.40
                                                              VPLLFLTR = 1.2V



                                  300        VPLLFLTR = 0V

                                  200                                                                                   3.30

                                  100                                                                                      3.25

                                  0          0 25 50 75                        100 125                                  3.20         0 25 50 75        100 125
                                  50 25  TEMPERATURE (C)                                                               50 25  TEMPERATURE (C)
                                                                                 3727LX1 G24                                                             3727LX1 G25



PI FU CTIO S G Package/UH Package
                                                                   PGND (Pin 20/Pin 19): Driver Power Ground. Connects to
RUN/SS1, RUN/SS2 (Pins 1, 15/Pins 28, 13): Combina-                the sources of bottom (synchronous) N-channel MOS-
tion of Soft-Start and Run Control Inputs. A capacitor to          FETs, anodes of the Schottky rectifiers and the ()
ground at each of these pins sets the ramp time to full            terminal(s) of CIN.
output current. Forcing either of these pins back below
1.0V causes the IC to shut down the circuitry required for         INTVCC (Pin 21/Pin 20): Output of the Internal 7.5V Linear
that particular controller.                                        Low Dropout Regulator and the EXTVCC Switch. The driver
                                                                   and control circuits are powered from this voltage source.
SENSE1+, SENSE2+ (Pins 2, 14/Pins 30, 12): The (+)                 Must be decoupled to power ground with a minimum of 4.7F
Input to the Differential Current Comparators. The ITH pin         tantalum or other low ESR capacitor.
voltage and controlled offsets between the SENSE and
SENSE+ pins in conjunction with RSENSE set the current             EXTVCC (Pin 22/Pin 21): External Power Input to an
trip threshold.                                                    Internal Switch Connected to INTVCC. This switch closes
                                                                   and supplies VCC power, bypassing the internal low drop-
SENSE1, SENSE2 (Pins 3, 13/Pins 31, 11): The ()                 out regulator, whenever EXTVCC is higher than 7.3V. See
Input to the Differential Current Comparators.                     EXTVCC connection in Applications section. Do not exceed
                                                                   8.5V on this pin.
VOSENSE1, VOSENSE2 (Pins 4, 12/Pins 1, 9): Receives the
remotely-sensed feedback voltage for each controller from          BG1, BG2 (Pins 23, 19/Pins 22, 18): High Current Gate
an external resistive divider across the output.                   Drives for Bottom (Synchronous) N-Channel MOSFETs.
                                                                   Voltage swing at these pins is from ground to INTVCC.
PLLFLTR (Pin 5/Pin 2): The phase-locked loop's lowpass
filter is tied to this pin. Alternatively, this pin can be driven  VIN (Pin 24/Pin 23): Main Supply Pin. A bypass capacitor
with an AC or DC voltage source to vary the frequency of           should be tied between this pin and the signal ground pin.
the internal oscillator.
                                                                   BOOST1, BOOST2 (Pins 25, 18/Pins 24, 17): Bootstrapped
PLLIN (Pin 6/Pin 3): External Synchronization Input to             Supplies to the Top Side Floating Drivers. Capacitors are
Phase Detector. This pin is internally terminated to SGND          connected between the boost and switch pins and Schot-
with 50k. The phase-locked loop will force the rising top          tky diodes are tied between the boost and INTVCC pins.
gate signal of controller 1 to be synchronized with the            Voltage swing at the boost pins is from INTVCC to (VIN +
rising edge of the PLLIN signal.                                   INTVCC).

FCB (Pin 7/Pin 4): Forced Continuous Control Input. This           SW1, SW2 (Pins 26, 17/Pins 25, 15): Switch Node
input acts on both controllers and is normally used to             Connections to Inductors. Voltage swing at these pins is
regulate a secondary winding. Pulling this pin below 0.8V          from a Schottky diode (external) voltage drop below
will force continuous synchronous operation. Do not                ground to VIN.
leave this pin floating.
                                                                   TG1, TG2 (Pins 27, 16/Pins 26, 14): High Current Gate
ITH1, ITH2 (Pins 8, 11/Pins 5, 8): Error Amplifier Outputs         Drives for Top N-Channel MOSFETs. These are the outputs
and Switching Regulator Compensation Points. Each as-              of floating drivers with a voltage swing equal to INTVCC
sociated channels' current comparator trip point increases         0.5V superimposed on the switch node voltage SW.
with this control voltage.
                                                                   PGOOD (Pin 28/Pin 27): Open-Drain Logic Output. PGOOD
SGND (Pin 9/Pin 6): Small Signal Ground. Common                    is pulled to ground when the voltage on either VOSENSE pin
to both controllers; must be routed separately from                is not within 7.5% of its set point.
high current grounds to the common () terminals
of the COUT capacitors.                                            Exposed Pad (Pin 33, UH Package): Signal Ground. Must
                                                                   be soldered to the PCB ground for electrical contact and
3.3VOUT (Pin 10/Pin 7): Linear Regulator Output.                   optimum thermal performance.
Capable of supplying 10mA DC with peak currents as
high as 50mA.                                                                                                                                                                        3727lx1fa


        PLLIN                           +PHASE DET                                                                                                                                           INTVCC          VIN
                                                               +                          DUPLICATE FOR SECOND                                                                      BOOST            DB
           100k                                                                          CONTROLLER CHANNEL
      PLLFLTR                                                  +
RLP                                                                     CLK1                               DROP                                                                      TG            CB               +
  CLP                                                          +          CLK2                                OUT                                                   TOP
                                                               OSCILLATOR                                    DET                                                                                                 D1     CIN
      PGOOD                                                    +                  0.86V                                                                                                SW
                                                                                                 SQ                            BOT FCB
                                                                                                                                 TOP ON
               UU                                                                                 RQ
                                                                             VOSENSE1                                                                       SWITCH          INTVCC
                                                                          0.74V                                                                              LOGIC
                                                                          0.86V                                                                                                     BG

                                                                                                                            +B                                                      PGND                                        COUT
                                                                                                                0.55V                                                                                                                 +  VOUT

                                                                                VOSENSE2                                            SHDN

VSEC                    1.5V                                              0.74V                   I1                                                        I2      INTVCC
                                                                          FCB                                                                            ++
                                                                7V                                                                                     +                   50k SENSE+                                   +
                                                                       +                                                                                +
               0.18A                                                                                                                                   +                                           DSEC                CSEC
R6             FCB                                                                       0.86V                            3mV
                                                                                          4(VFB)                                                                            50k SENSE

R5                                                                                               SLOPE

                                                                                                 COMP                  25k                               25k
               3.3VOUT        0.8V                                        VREF                                                                                EA  VFB               VOSENSE     R2
                                                                                                                                                          OV         0.80V                   R1

          VIN           7.3V +                                                                                                                                    0.86V                                  CC
                                                                             7.5V         1.2A                                                                                        ITH
        EXTVCC                                                               LDO          6V                                SHDN     RUN                                            RUN/SS           CC2     RC
                                                                             REG                                              RST   SOFT
        INTVCC                                                                                                                      START
                                                                          INTERNAL                                          4(VFB)
+7.5V                                                                     SUPPLY



                                                                                                                                                                                                                         3727LX1 F02

                                                                                                                Figure 2

             U                                                                                                                  the voltage feedback signal, which is compared to the
OPERATIO (Refer to Functional Diagram)                                                                                          internal reference voltage by the EA. When the load current
                                                                                                                                increases, it causes a slight decrease in VOSENSE relative to
Main Control Loop                                                                                                               the 0.8V reference, which in turn causes the ITH voltage to
                                                                                                                                increase until the average inductor current matches the
The LTC3727LX-1 uses a constant-frequency, current                                                                              new load current. After the top MOSFET has turned off, the
mode step-down architecture with the two controller                                                                             bottom MOSFET is turned on until either the inductor
channels operating 180 degrees out of phase. During                                                                             current starts to reverse, as indicated by current compara-
normal operation, each top MOSFET is turned on when the                                                                         tor I2, or the beginning of the next cycle.
clock for that channel sets the RS latch, and turned off
when the main current comparator, I1, resets the RS latch.                                                                                                                                                                                        3727lx1fa
The peak inductor current at which I1 resets the RS latch
is controlled by the voltage on the ITH pin, which is the                                                                                              9
output of each error amplifier EA. The VOSENSE pin receives
LTC3727LX-1                                                   having the hysteretic comparator follow the error ampli-
                                                              fier gain block.
OPERATIO (Refer to Functional Diagram)                        Frequency Synchronization

The top MOSFET drivers are biased from floating boot-         The phase-locked loop allows the internal oscillator to be
strap capacitor CB, which normally is recharged during        synchronized to an external source via the PLLIN pin. The
each off cycle through an external diode when the top         output of the phase detector at the PLLFLTR pin is also the
MOSFET turns off. As VIN decreases to a voltage close to      DC frequency control input of the oscillator that operates
VOUT, the loop may enter dropout and attempt to turn on       over a 250kHz to 550kHz range corresponding to a DC
the top MOSFET continuously. The dropout detector de-         voltage input from 0V to 2.4V. When locked, the PLL
tects this and forces the top MOSFET off for about 400ns      aligns the turn on of the top MOSFET to the rising edge of
every tenth cycle to allow CB to recharge.                    the synchronizing signal. When PLLIN is left open, the
                                                              PLLFLTR pin goes low, forcing the oscillator to its mini-
The main control loop is shut down by pulling the RUN/SS      mum frequency.
pin low. Releasing RUN/SS allows an internal 1.2A
current source to charge soft-start capacitor CSS. When       Continuous Current (PWM) Operation
CSS reaches 1.5V, the main control loop is enabled with the
ITH voltage clamped at approximately 30% of its maximum       Tying the FCB pin to ground will force continuous current
value. As CSS continues to charge, the ITH pin voltage is     operation. This is the least efficient operating mode, but
gradually released allowing normal, full-current opera-       may be desirable in certain applications. The output can
tion. When both RUN/SS1 and RUN/SS2 are low, all              source or sink current in this mode. When sinking current
LTC3727LX-1 controller functions are shut down, includ-       while in forced continuous operation, current will be
ing the 7.5V and 3.3V regulators.                             forced back into the main power supply potentially boost-
                                                              ing the input supply.
Low Current Operation
                                                              INTVCC/EXTVCC Power
The FCB pin is a multifunction pin providing two func-
tions: 1) to provide regulation for a secondary winding by    Power for the top and bottom MOSFET drivers and most
temporarily forcing continuous PWM operation on               other internal circuitry is derived from the INTVCC pin.
both controllers; and 2) to select between two modes of       When the EXTVCC pin is left open, an internal 7.5V low
low current operation. When the FCB pin voltage is below      dropout linear regulator supplies INTVCC power. If EXTVCC
0.8V, the controller forces continuous PWM current            is taken above 7.3V, the 7.5V regulator is turned off and an
mode operation. In this mode, the top and bottom              internal switch is turned on connecting EXTVCC to INTVCC.
MOSFETs are alternately turned on to maintain the output      This allows the INTVCC power to be derived from a high
voltage independent of direction of inductor current.         efficiency external source such as the output of the regu-
When the FCB pin is below VINTVCC 1V but greater than       lator itself or a secondary winding, as described in the
0.8V, the controller enters Burst Mode operation. Burst       Applications Information section.
Mode operation sets a minimum output current level
before inhibiting the top switch and turns off the synchro-   Output Overvoltage Protection
nous MOSFET(s) when the inductor current goes nega-
tive. This combination of requirements will, at low cur-      An overvoltage comparator, OV, guards against transient
rents, force the ITH pin below a voltage threshold that will  overshoots (>7.5%) as well as other more serious condi-
temporarily inhibit turn-on of both output MOSFETs until      tions that may overvoltage the output. In this case, the top
the output voltage drops. There is 60mV of hysteresis in      MOSFET is turned off and the bottom MOSFET is turned on
the burst comparator B tied to the ITH pin. This hysteresis   until the overvoltage condition is cleared.
produces output signals to the MOSFETs that turn them
on for several cycles, followed by a variable "sleep"
interval depending upon the load current. The resultant
output voltage ripple is held to a very small value by


             U                                                                      LTC3727LX-1
OPERATIO (Refer to Functional Diagram)
                                                             the use of more expensive input capacitors and increasing
Power Good (PGOOD) Pin                                       both EMI and losses in the input capacitor and battery.

The PGOOD pin is connected to an open drain of an            With 2-phase operation, the two channels of the dual-
internal MOSFET. The MOSFET turns on and pulls the           switching regulator are operated 180 degrees out of
pin low when either output is not within 7.5% of the        phase. This effectively interleaves the current pulses
nominal output level as determined by the resistive          drawn by the switches, greatly reducing the overlap time
feedback divider. When both outputs meet the 7.5%           where they add together. The result is a significant reduc-
requirement, the MOSFET is turned off within 10s and        tion in total RMS input current, which in turn allows less
the pin is allowed to be pulled up by an external resistor   expensive input capacitors to be used, reduces shielding
to a source of up to 7V.                                     requirements for EMI and improves real world operating
                                                             Figure 3 compares the input waveforms for a representa-
The LTC3727LX-1 dual high efficiency DC/DC controller        tive single-phase dual switching regulator to the new
brings the considerable benefits of 2-phase operation to     LTC3727LX-1 2-phase dual switching regulator. An actual
portable applications. Notebook computers, PDAs, hand-       measurement of the RMS input current under these con-
held terminals and automotive electronics will all benefit   ditions shows that 2-phase operation dropped the input
from the lower input filtering requirement, reduced elec-    current from 2.53ARMS to 1.55ARMS. While this is an
tromagnetic interference (EMI) and increased efficiency      impressive reduction in itself, remember that the power
associated with 2-phase operation.                           losses are proportional to IRMS2, meaning that the actual
                                                             power wasted is reduced by a factor of 2.66. The reduced
When constant-frequency dual switching regulators oper-      input ripple voltage also means less power is lost in the
ate both channels in phase (i.e., single-phase operation),   input power path, which could include batteries, switches,
both switches turn on at the same time, causing current      trace/connector resistances and protection circuitry. Im-
pulses of up to twice the amplitude of those for one         provements in both conducted and radiated EMI also
regulator to be drawn from the input capacitor and battery.  directly accrue as a result of the reduced RMS input
These large amplitude current pulses increased the total     current and voltage.
RMS current flowing from the input capacitor, requiring

                                       5V SWITCH

                                      3.3V SWITCH

                                    INPUT CURRENT

                                    INPUT VOLTAGE

IIN(MEAS) = 2.53ARMS  3727LX1 F03a                           IIN(MEAS) = 1.55ARMS  3727LX1 F03b

       (a)                                                          (b)

Figure 3. Input Waveforms Comparing Single-Phase (a) and 2-Phase (b) Operation for
Dual Switching Regulators Converting 12V to 5V and 3.3V at 3A Each. The Reduced Input
Ripple with the LTC3727LX-1 2-Phase Regulator Allows Less Expensive Input Capacitors,
Reduces Shielding Requirements for EMI and Improves Efficiency


LTC3727LX-1                                                                           3.0

             U                                                                                               SINGLE PHASE
OPERATIO (Refer to Functional Diagram)
                                                                                      2.5                    DUAL CONTROLLER
Of course, the improvement afforded by 2-phase opera-
tion is a function of the dual switching regulator's relative  INPUT RMS CURRENT (A)  2.0
duty cycles which, in turn, are dependent upon the input
voltage VIN (Duty Cycle = VOUT/VIN). Figure 4 shows how                               1.5
the RMS input current varies for single-phase and 2-phase                                                           2-PHASE
operation for 3.3V and 5V regulators over a wide input
voltage range.                                                                                               DUAL CONTROLLER
It can readily be seen that the advantages of 2-phase
operation are not just limited to a narrow operating range,                           0.5
but in fact extend over a wide region. A good rule of thumb                                  VO1 = 5V/3A
for most applications is that 2-phase operation will reduce
the input capacitor requirement to that for just one channel                                  VO2 = 3.3V/3A
operating at maximum current and 50% duty cycle.
                                                                                      0    0  10             20      30              40

                                                                                                  INPUT VOLTAGE (V)           3727LX1 F04

                                                                                      Figure 4. RMS Input Current Comparison

           U W UU
                                                               the internal compensation required to meet stability crite-
Figure 1 on the first page is a basic LTC3727LX-1              rion for buck regulators operating at greater than 50%
application circuit. External component selection is driven    duty factor. A curve is provided to estimate this reduction
by the load requirement, and begins with the selection of      in peak output current level depending upon the operating
RSENSE and the inductor value. Next, the power MOSFETs         duty factor.
and D1 are selected. Finally, CIN and COUT are selected.
The circuit shown in Figure 1 can be configured for            Operating Frequency
operation up to an input voltage of 28V (limited by the
external MOSFETs).                                             The LTC3727LX-1 uses a constant-frequency phase-lock-
                                                               able architecture with the frequency determined by an
RSENSE Selection for Output Current                            internal capacitor. This capacitor is charged by a fixed
                                                               current plus an additional current which is proportional to
RSENSE is chosen based on the required output current.         the voltage applied to the PLLFLTR pin. Refer to Phase-
The LTC3727LX-1 current comparator has a maximum               Locked Loop and Frequency Synchronization in the Appli-
threshold of 135mV/RSENSE and an input common mode             cations Information section for additional information.
range of SGND to 14V. The current comparator threshold
sets the peak of the inductor current, yielding a maximum      A graph for the voltage applied to the PLLFLTR pin vs
average output current IMAX equal to the peak value less       frequency is given in Figure 5. As the operating frequency
half the peak-to-peak ripple current, IL.                      is increased the gate charge losses will be higher, reducing
                                                               efficiency (see Efficiency Considerations). The maximum
Allowing a margin for variations in the LTC3727LX-1 and        switching frequency is approximately 550kHz.
external component values yields:
                                                               Inductor Value Calculation
RSENSE  =  90mV
           IMAX                                                The operating frequency and inductor selection are inter-
                                                               related in that higher operating frequencies allow the use
When using the controller in very low dropout conditions,      of smaller inductor and capacitor values. However, a
the maximum output current level will be reduced due to


                             2.5                                                                                                            Inductor Core Selection

    PLLFLTR PIN VOLTAGE (V)  2.0                                                                                                            Once the inductance value is determined, the type of
                                                                                                                                            inductor must be selected. Actual core loss is independent
                             1.5                                                                                                            of core size for a fixed inductor value, but it is very
                                                                                                                                            dependent on inductance selected. As inductance in-
                             1.0                                                                                                            creases, core losses go down. Unfortunately, increased
                                                                                                                                            inductance requires more turns of wire and therefore
                             0.5                                                                                                            copper (I2R) losses will increase.

                                  0                                                                                                         Ferrite designs have very low core loss and are preferred
                                   200 250 300 350 400 450 500 550                                                                          at high switching frequencies, so designers can concen-
                                                                                                                                            trate on reducing I2R loss and preventing saturation.
                                              OPERATING FREQUENCY (kHz)                                                                     Ferrite core material saturates "hard," which means that
                                                                                                                                            inductance collapses abruptly when the peak design cur-
                                                                                                                               3727LX1 F05  rent is exceeded. This results in an abrupt increase in
                                                                                                                                            inductor ripple current and consequent output voltage
                             Figure 5. PLLFLTR Pin Voltage vs Frequency                                                                     ripple. Do not allow the core to saturate!

higher frequency generally results in lower efficiency                                                                                      Different core materials and shapes will change the size/
because of MOSFET gate charge losses. In addition to                                                                                        current and price/current relationship of an inductor.
this basic trade-off, the effect of inductor value on                                                                                       Toroid or shielded pot cores in ferrite or permalloy mate-
ripple current and low current operation must also be                                                                                       rials are small and don't radiate much energy, but gener-
considered.                                                                                                                                 ally cost more than powdered iron core inductors with
                                                                                                                                            similar characteristics. The choice of which style inductor
The inductor value has a direct effect on ripple current. The                                                                               to use mainly depends on the price vs size requirements
inductor ripple current IL decreases with higher induc-                                                                                     and any radiated field/EMI requirements. New designs
tance or frequency and increases with higher VIN:                                                                                           for high current surface mount inductors are available
                                                                                                                                            from numerous manufacturers, including Coiltronics,
IL  =                          1     VOUT    1    VOUT                                                                                     Vishay, TDK, Pulse, Panasonic, Wuerth, Coilcraft, Toko
                             (f)(L)                 VIN                                                                                     and Sumida.

Accepting larger values of IL allows the use of low                                                                                         Power MOSFET and D1 Selection
inductances, but results in higher output voltage ripple
                                                                                                                                            Two external power MOSFETs must be selected for each
and greater core losses. A reasonable starting point for                                                                                    controller in the LTC3727LX-1: One N-channel MOSFET
                                                                                                                                            for the top (main) switch, and one N-channel MOSFET for
setting ripple current is IL = 0.3(IMAX). The maximum IL                                                                                    the bottom (synchronous) switch.
occurs at the maximum input voltage.
                                                                                                                                            The peak-to-peak drive levels are set by the INTVCC
The inductor value also has secondary effects. The transi-                                                                                  voltage. This voltage is typically 7.5V during start-up (see
tion to Burst Mode operation begins when the average                                                                                        EXTVCC Pin Connection). Consequently, logic-level
inductor current required results in a peak current below                                                                                   threshold MOSFETs must be used in most applications.
25% of the current limit determined by RSENSE. Lower                                                                                        The only exception is if low input voltage is expected
inductor values (higher IL) will cause this to occur at                                                                                     (VIN < 5V); then, sub-logic level threshold MOSFETs
lower load currents, which can cause a dip in efficiency in                                                                                 (VGS(TH) < 3V) should be used. Pay close attention to the
the upper range of low current operation. In Burst Mode
operation, lower inductance values will cause the burst                                                                                                                                                                                                       3727lx1fa
frequency to decrease.

             U W UU
                                                               estimate the contributions of the two terms in the main
BVDSS specification for the MOSFETs as well; most of the       switch dissipation equation.
logic level MOSFETs are limited to 30V or less.
                                                               The Schottky diode D1 shown in Figure 2 conducts during
Selection criteria for the power MOSFETs include the           the dead-time between the conduction of the two power
on-resistance RDS(ON), reverse transfer capacitance CRSS,      MOSFETs. This prevents the body diode of the bottom
input voltage and maximum output current. When the             MOSFET from turning on, storing charge during the dead-
LTC3727LX-1 is operating in continuous mode the duty           time and requiring a reverse recovery period that could
cycles for the top and bottom MOSFETs are given by:            cost as much as 3% in efficiency at high VIN. A 1A to 3A
                                                               Schottky is generally a good compromise for both regions
   Main Switch Duty Cycle = VOUT                               of operation due to the relatively small average current.
                                    VIN                        Larger diodes result in additional transition losses due to
                                                               their larger junction capacitance. Schottky diodes should
   Synchronous Switch Duty Cycle = VIN VOUT                  be placed in parallel with the synchronous MOSFETs when
                                                   VIN         operating in pulse-skip mode or in Burst Mode operation.

The MOSFET power dissipations at maximum output                CIN and COUT Selection
current are given by:
                                                               The selection of CIN is simplified by the multiphase archi-
( ) ( ) PMAIN=VOUT  2                                          tecture and its impact on the worst-case RMS current
        VIN  IMAX      1+    RDS(ON) +                         drawn through the input network (battery/fuse/capacitor).
                                                               It can be shown that the worst-case RMS current occurs
    k(VIN)2 (IMAX )(CRSS )(f)                                  when only one controller is operating. The controller with
                                                               the highest (VOUT)(IOUT) product needs to be used in the
       VIN   VOUT        2                                    formula below to determine the maximum RMS current
            VIN                                                requirement. Increasing the output current, drawn from
( ) ( ) PSYNC=                                                 the other out-of-phase controller, will actually decrease
                    IMAX     1+   RDS(ON)                      the input RMS ripple current from this maximum value
                                                               (see Figure 4). The out-of-phase technique typically re-
where  is the temperature dependency of RDS(ON) and k          duces the input capacitor's RMS ripple current by a factor
is a constant inversely related to the gate drive current.     of 30% to 70% when compared to a single phase power
                                                               supply solution.
Both MOSFETs have I2R losses while the topside N-channel
equation includes an additional term for transition losses,    The type of input capacitor, value and ESR rating have
which are highest at high input voltages. For VIN < 20V the    efficiency effects that need to be considered in the selec-
high current efficiency generally improves with larger         tion process. The capacitance value chosen should be
MOSFETs, while for VIN > 20V the transition losses rapidly     sufficient to store adequate charge to keep high peak
increase to the point that the use of a higher RDS(ON) device  battery currents down. 22F to 47F is usually sufficient
with lower CRSS actually provides higher efficiency. The       for a 25W output supply operating at 250kHz. The ESR of
synchronous MOSFET losses are greatest at high input           the capacitor is important for capacitor power dissipation
voltage when the top switch duty factor is low or during a     as well as overall battery efficiency. All of the power (RMS
short-circuit when the synchronous switch is on close to       ripple current ESR) not only heats up the capacitor but
100% of the period.                                            wastes power from the battery.

The term (1+) is generally given for a MOSFET in the form      Medium voltage (20V to 35V) ceramic, tantalum, OS-CON
                                                               and switcher-rated electrolytic capacitors can be used as
of a normalized RDS(ON) vs Temperature curve, but              input capacitors, but each has drawbacks: ceramic voltage
= 0.005/C can be used as an approximation for low
voltage MOSFETs. CRSS is usually specified in the MOS-
FET characteristics. The constant k = 1.7 can be used to


                                                               worst-case controller is adequate for the dual controller
coefficients are very high and may have audible piezoelec-     design. Remember that input protection fuse resistance,
tric effects; tantalums need to be surge-rated; OS-CONs        battery resistance and PC board trace resistance losses
suffer from higher inductance, larger case size and limited    are also reduced due to the reduced peak currents in a
surface-mount applicability; electrolytics' higher ESR and     multiphase system. The overall benefit of a multiphase
dryout possibility require several to be used. Multiphase      design will only be fully realized when the source imped-
systems allow the lowest amount of capacitance overall.        ance of the power supply/battery is included in the effi-
As little as one 22F or two to three 10F ceramic capaci-     ciency testing. The drains of the two top MOSFETS should
tors are an ideal choice in a 20W to 35W power supply due      be placed within 1cm of each other and share a common
to their extremely low ESR. Even though the capacitance        CIN(s). Separating the drains and CIN may produce unde-
at 20V is substantially below their rating at zero-bias, very  sirable voltage and current resonances at VIN.
low ESR loss makes ceramics an ideal candidate for
highest efficiency battery operated systems. Also con-         The selection of COUT is driven by the required effective
sider parallel ceramic and high quality electrolytic capaci-   series resistance (ESR). Typically once the ESR require-
tors as an effective means of achieving ESR and bulk           ment is satisfied the capacitance is adequate for filtering.
capacitance goals.                                             The output ripple (VOUT) is determined by:

In continuous mode, the source current of the top N-chan-      VOUT    IL    ESR  +     1   
nel MOSFET is a square wave of duty cycle VOUT/VIN. To                               8fCOUT  
prevent large voltage transients, a low ESR input capacitor
sized for the maximum RMS current of one channel must          Where f = operating frequency, COUT = output capaci-
be used. The maximum RMS capacitor current is given by:        tance, and IL= ripple current in the inductor. The output
                                                               ripple is highest at maximum input voltage since IL
( ) CIN Required IRMS  IMAX VOUT   1/ 2                        increases with input voltage. With IL = 0.3IOUT(MAX) the
VIN - VOUT                                                     output ripple will typically be less than 50mV at max VIN
   VIN                                                         assuming:

This formula has a maximum at VIN = 2VOUT, where                  COUT Recommended ESR < 2 RSENSE
IRMS = IOUT/2. This simple worst-case condition is com-
monly used for design because even significant deviations         and COUT > 1/(8fRSENSE)
do not offer much relief. Note that capacitor manufacturer's
ripple current ratings are often based on only 2000 hours      The first condition relates to the ripple current into the
of life. This makes it advisable to further derate the         ESR of the output capacitance while the second term
capacitor, or to choose a capacitor rated at a higher          guarantees that the output capacitance does not signifi-
temperature than required. Several capacitors may also be      cantly discharge during the operating frequency period
paralleled to meet size or height requirements in the          due to ripple current. The choice of using smaller output
design. Always consult the manufacturer if there is any        capacitance increases the ripple voltage due to the
question.                                                      discharging term but can be compensated for by using
                                                               capacitors of very low ESR to maintain the ripple voltage
The benefit of the LTC3727LX-1 multiphase can be calcu-        at or below 50mV. The ITH pin OPTI-LOOP compensation
lated by using the equation above for the higher power         components can be optimized to provide stable, high
controller and then calculating the loss that would have       performance transient response regardless of the output
resulted if both controller channels switch on at the same     capacitors selected.
time. The total RMS power lost is lower when both
controllers are operating due to the interleaving of current   Manufacturers such as Nichicon, Nippon Chemi-Con and
pulses through the input capacitor's ESR. This is why the      Sanyo can be considered for high performance through-
input capacitor's requirement calculated above for the         hole capacitors. The OS-CON semiconductor dielectric



                                                             by the MOSFET gate drivers and to prevent interaction
capacitor available from Sanyo has the lowest (ESR)(size)    between channels.
product of any aluminum electrolytic at a somewhat
higher price. An additional ceramic capacitor in parallel    Higher input voltage applications in which large MOSFETs
with OS-CON capacitors is recommended to reduce the          are being driven at high frequencies may cause the maxi-
inductance effects.                                          mum junction temperature rating for the LTC3727LX-1 to
                                                             be exceeded. The system supply current is normally
In surface mount applications multiple capacitors may        dominated by the gate charge current. Additional external
need to be used in parallel to meet the ESR, RMS current     loading of the INTVCC and 3.3V linear regulators also
handling and load step requirements of the application.      needs to be taken into account for the power dissipation
Aluminum electrolytic, dry tantalum and special polymer      calculations. The total INTVCC current can be supplied by
capacitors are available in surface mount packages. Spe-     either the 7.5V internal linear regulator or by the EXTVCC
cial polymer surface mount capacitors offer very low ESR     input pin. When the voltage applied to the EXTVCC pin is
but have lower storage capacity per unit volume than other   less than 7.3V, all of the INTVCC current is supplied by the
capacitor types. These capacitors offer a very cost-effec-   internal 7.5V linear regulator. Power dissipation for the IC
tive output capacitor solution and are an ideal choice when  in this case is highest: (VIN)(IINTVCC), and overall efficiency
combined with a controller having high loop bandwidth.       is lowered. The gate charge current is dependent on
Tantalum capacitors offer the highest capacitance density    operating frequency as discussed in the Efficiency Consid-
and are often used as output capacitors for switching        erations section. The junction temperature can be esti-
regulators having controlled soft-start. Several excellent   mated by using the equations given in Note 2 of the
surge-tested choices are the AVX TPS, AVX TPS Series III     Electrical Characteristics. For example, the LTC3727LX-1
or the KEMET T510 series of surface mount tantalums,         VIN current is limited to less than 24mA from a 24V supply
available in case heights ranging from 1.2mm to 4.1mm.       when not using the EXTVCC pin as follows:
Aluminum electrolytic capacitors can be used in cost-
driven applications providing that consideration is given       TJ = 70C + (24mA)(24V)(95C/W) = 125C
to ripple current ratings, temperature and long term
reliability. A typical application will require several to   Use of the EXTVCC input pin reduces the junction tempera-
many aluminum electrolytic capacitors in parallel. A         ture to:
combination of the above mentioned capacitors will
often result in maximizing performance and minimizing           TJ = 70C + (24mA)(7.5V)(95C/W) = 87C
overall cost. Other capacitor types include Nichicon PL
series, NEC Neocap, Cornell Dubilier ESRE and Sprague        Dissipation should be calculated to also include any added
595D series. Consult manufacturers for other specific        current drawn from the internal 3.3V linear regulator. To
recommendations.                                             prevent maximum junction temperature from being ex-
                                                             ceeded, the input supply current must be checked operat-
INTVCC Regulator                                             ing in continuous mode at maximum VIN.

An internal P-channel low dropout regulator produces         EXTVCC Connection
7.5V at the INTVCC pin from the VIN supply pin. INTVCC
powers the drivers and internal circuitry within the         The LTC3727LX-1 contains an internal P-channel MOS-
LTC3727LX-1. The INTVCC pin regulator can supply a           FET switch connected between the EXTVCC and INTVCC
peak current of 50mA and must be bypassed to ground          pins. When the voltage applied to EXTVCC rises above
with a minimum of 4.7F tantalum, 10F special polymer,      7.3V, the internal regulator is turned off and the switch
or low ESR type electrolytic capacitor. A 1F ceramic        closes, connecting the EXTVCC pin to the INTVCC pin
capacitor placed directly adjacent to the INTVCC and         thereby supplying internal power. The switch remains
PGND IC pins is highly recommended. Good bypassing is        closed as long as the voltage applied to EXTVCC remains
necessary to supply the high transient currents required     above 7.0V. This allows the MOSFET driver and control
                                                             power to be derived from the output during normal opera-

              U W UU
                                                                         used to power EXTVCC providing it is compatible with
tion (7.2V < VOUT < 8.5V) and from the internal regulator                the MOSFET gate drive requirements.
when the output is out of regulation (start-up, short-
circuit). If more current is required through the EXTVCC              4. EXTVCC Connected to an Output-Derived Boost Net-
switch than is specified, an external Schottky diode can be              work. For 3.3V and other low voltage regulators, effi-
added between the EXTVCC and INTVCC pins. Do not apply                   ciency gains can still be realized by connecting EXTVCC
greater than 8.5V to the EXTVCC pin and ensure that                      to an output-derived voltage that has been boosted to
EXTVCC < VIN.                                                            greater than 7.5V. This can be done with the inductive
                                                                         boost winding as shown in Figure 6.
Significant efficiency gains can be realized by powering
INTVCC from the output, since the VIN current resulting               Topside MOSFET Driver Supply (CB, DB)
from the driver and control currents will be scaled by a
factor of (Duty Cycle)/(Efficiency). For 7.5V regulators this         External bootstrap capacitors CB connected to the BOOST
supply means connecting the EXTVCC pin directly to VOUT.              pins supply the gate drive voltages for the topside MOS-
However, for 3.3V and other lower voltage regulators,                 FETs. Capacitor CB in the functional diagram is charged
additional circuitry is required to derive INTVCC power               though external diode DB from INTVCC when the SW pin is
from the output.                                                      low. When one of the topside MOSFETs is to be turned on,
                                                                      the driver places the CB voltage across the gate-source of
The following list summarizes the four possible connec-               the desired MOSFET. This enhances the MOSFET and
tions for EXTVCC:                                                     turns on the topside switch. The switch node voltage, SW,
                                                                      rises to VIN and the BOOST pin follows. With the topside
1. EXTVCC Left Open (or Grounded). This will cause                    MOSFET on, the boost voltage is above the input supply:
   INTVCC to be powered from the internal 7.5V regulator              VBOOST = VIN + VINTVCC. The value of the boost capacitor
   resulting in an efficiency penalty of up to 10% at high            CB needs to be 100 times that of the total input capacitance
   input voltages.                                                    of the topside MOSFET(s). The reverse breakdown of the
                                                                      external Schottky diode must be greater than VIN(MAX).
2. EXTVCC Connected directly to VOUT. This is the normal              When adjusting the gate drive level, the final arbiter is the
   connection for a 7.5V regulator and provides the high-             total input current for the regulator. If a change is made
   est efficiency.                                                    and the input current decreases, then the efficiency has
                                                                      improved. If there is no change in input current, then there
3. EXTVCC Connected to an External supply. If an external             is no change in efficiency.
   supply is available in the 7.5V to 8.5V range, it may be
                                                                      Output Voltage
    OPTIONAL EXTVCC              VIN
    CONNECTION                                                        The LTC3727LX-1 output voltages are each set by an
                                    +                                 external feedback resistive divider carefully placed across
    7.5V < VSEC < 8.5V                                                the output capacitor. The resultant feedback signal is
                                             CIN                      compared with the internal precision 0.800V voltage
                                                                      reference by the error amplifier. The output voltage is
                    VIN    N-CH                           VSEC  1F   given by the equation:
    LTC3727LX-1                                                 VOUT

    EXTVCC    SW                 T1

R6                               1:N

    FCB       BG1                                 +


R5                         N-CH                                                            R2
        SGND                                                                               R1
              PGND                                                    VOUT  =  0.8V    1+

              3727LX1 F06

Figure 6. Secondary Output Loop & EXTVCC Connection                   where R1 and R2 are defined in Figure 2.



                   U W UU
                                                               current. The output current thus ramps up slowly, reduc-
SENSE+/SENSE Pins                                             ing the starting surge current required from the input
                                                               power supply. If RUN/SS has been pulled all the way to
The common mode input range of the current comparator          ground there is a delay before starting of approximately:
sense pins is from 0V to 14V. Continuous linear operation
is guaranteed throughout this range allowing output volt-      tDELAY  =  1.5V          =  (1.25s        /  F)CSS
age setting from 0.8V to 14V. A differential NPN input                    1.2A CSS
stage is biased with internal resistors from an internal
2.4V source as shown in the Functional Diagram. This           tIRAMP  =  3V - 1.5V     CSS           =  (1.25s  /  F)CSS
requires that current either be sourced or sunk from the                    1.2A
SENSE pins depending on the output voltage. If the output
voltage is below 2.4V current will flow out of both SENSE      By pulling both RUN/SS pins below 1V, the LTC3727LX-1
pins to the main output. The output can be easily preloaded
by the VOUT resistive divider to compensate for the current    is put into low current shutdown (IQ = 20A). The RUN/SS
comparator's negative input bias current. The maximum          pins can be driven directly from logic as shown in Fig-
current flowing out of each pair of SENSE pins is:
                                                               ure 7. Diode D1 in Figure 7 reduces the start delay but
   ISENSE+ + ISENSE = (2.4V VOUT)/24k
                                                               allows CSS to ramp up slowly providing the soft-start
Since VOSENSE is servoed to the 0.8V reference voltage, we     function. Each RUN/SS pin has an internal 6V zener clamp
can choose R1 in Figure 2 to have a maximum value to
absorb this current.                                           (See Functional Diagram).

                                                               3.3V OR 5V               RUN/SS                      RUN/SS
                                                                                    D1           CSS

R1(MAX)  =  24k        0.8V                                                                                               CSS
                   2.4V VOUT  
                                                                                                                          3727LX1 F07

   for VOUT < 2.4V                                                        (7a)                                      (7b)

Regulating an output voltage of 1.8V, the maximum value                   Figure 7. RUN/SS Pin Interfacing
of R1 should be 32K. Note that for an output voltage above
2.4V, R1 has no maximum value necessary to absorb the          Fault Conditions: Current Limit and Current Foldback
sense currents; however, R1 is still bounded by the
VOSENSE feedback current.                                      The LTC3727LX-1 current comparator has a maximum
                                                               sense voltage of 135mV resulting in a maximum MOSFET
Soft-Start/Run Function                                        current of 135mV/RSENSE. The maximum value of current
                                                               limit generally occurs with the largest VIN at the highest
The RUN/SS1 and RUN/SS2 pins are multipurpose pins             ambient temperature, conditions that cause the highest
that provide a soft-start function and a means to shut         power dissipation in the top MOSFET.
down the LTC3727LX-1. Soft-start reduces the input
power source's surge currents by gradually increasing the      The LTC3727LX-1 includes current foldback to help fur-
controller's current limit (proportional to VITH). This pin    ther limit load current when the output is shorted to
can also be used for power supply sequencing.                  ground. The foldback circuit is active even when the
                                                               overload shutdown latch described above is overridden. If
An internal 1.2A current source charges up the CSS            the output falls below 70% of its nominal output level, then
capacitor. When the voltage on RUN/SS1 (RUN/SS2)               the maximum sense voltage is progressively lowered from
reaches 1.5V, the particular controller is permitted to start  135mV to 45mV. Under short-circuit conditions with very
operating. As the voltage on RUN/SS increases from 1.5V        low duty cycles, the LTC3727LX-1 will begin cycle skip-
to 3.0V, the internal current limit is increased from 45mV/    ping in order to limit the short-circuit current. In this
RSENSE to 135mV/RSENSE. The output current limit ramps         situation the bottom MOSFET will be dissipating most of
up slowly, taking an additional 1.25s/F to reach full         the power but less than in normal operation. The short-



                   U W UU
                                                                The phase detector used is an edge sensitive digital type
circuit ripple current is determined by the minimum on-         which provides zero degrees phase shift between the
time tON(MIN) of the LTC3727LX-1 (less than 200ns), the         external and internal oscillators. This type of phase detec-
input voltage and inductor value:                               tor will not lock up on input frequencies close to the
                                                                harmonics of the VCO center frequency. The PLL hold-in
   IL(SC) = tON(MIN) (VIN/L)                                    range, fH, is equal to the capture range, fC:

The resulting short-circuit current is:                            fH = fC = 0.5 fO (250kHz-550kHz)

ISC  =   45mV   +  1  IL(SC)                                    The output of the phase detector is a complementary pair
        RSENSE     2                                            of current sources charging or discharging the external
                                                                filter network on the PLLFLTR pin.
Fault Conditions: Overvoltage Protection (Crowbar)
                                                                If the external frequency (fPLLIN) is greater than the oscil-
The overvoltage crowbar is designed to blow a system            lator frequency f0SC, current is sourced continuously,
input fuse when the output voltage of the regulator rises       pulling up the PLLFLTR pin. When the external frequency
much higher than nominal levels. The crowbar causes             is less than f0SC, current is sunk continuously, pulling
huge currents to flow, that blow the fuse to protect against    down the PLLFLTR pin. If the external and internal fre-
a shorted top MOSFET if the short occurs while the              quencies are the same but exhibit a phase difference, the
controller is operating.                                        current sources turn on for an amount of time correspond-
                                                                ing to the phase difference. Thus the voltage on the
A comparator monitors the output for overvoltage condi-         PLLFLTR pin is adjusted until the phase and frequency of
tions. The comparator (OV) detects overvoltage faults           the external and internal oscillators are identical. At this
greater than 7.5% above the nominal output voltage.             stable operating point the phase comparator output is
When this condition is sensed, the top MOSFET is turned         open and the filter capacitor CLP holds the voltage. The
off and the bottom MOSFET is turned on until the overvolt-      LTC3727LX-1 PLLIN pin must be driven from a low
age condition is cleared. The output of this comparator is      impedance source such as a logic gate located close to the
only latched by the overvoltage condition itself and will       pin. When using multiple LTC3727LX-1s for a phase-
therefore allow a switching regulator system having a poor      locked system, the PLLFLTR pin of the master oscillator
PC layout to function while the design is being debugged.       should be biased at a voltage that will guarantee the slave
The bottom MOSFET remains on continuously for as long           oscillator(s) ability to lock onto the master's frequency. A
as the OV condition persists; if VOUT returns to a safe level,  DC voltage of 0.7V to 1.7V applied to the master oscillator's
normal operation automatically resumes. A shorted top           PLLFLTR pin is recommended in order to meet this
MOSFET will result in a high current condition which will       requirement. The resultant operating frequency can range
open the system fuse. The switching regulator will regu-        from 310kHz to 470kHz.
late properly with a leaky top MOSFET by altering the duty
cycle to accommodate the leakage.                               The loop filter components (CLP, RLP) smooth out the current
                                                                pulses from the phase detector and provide a stable input
Phase-Locked Loop and Frequency Synchronization                 to the voltage controlled oscillator. The filter components
                                                                CLP and RLP determine how fast the loop acquires lock.
The LTC3727LX-1 has a phase-locked loop comprised of            Typically RLP =10k and CLP is 0.01F to 0.1F.
an internal voltage controlled oscillator and phase detec-
tor. This allows the top MOSFET turn-on to be locked to the     Minimum On-Time Considerations
rising edge of an external source. The frequency range of
the voltage controlled oscillator is 50% around the            Minimum on-time tON(MIN) is the smallest time duration
center frequency fO. A voltage applied to the PLLFLTR pin       that the LTC3727LX-1 is capable of turning on the top
of 1.2V corresponds to a frequency of approximately             MOSFET. It is determined by internal timing delays and the
380kHz. The nominal operating frequency range of the            gate charge required to turn on the top MOSFET. Low duty
LTC3727LX-1 is 250kHz to 550kHz.


             U W UU

cycle applications may approach this minimum on-time          VSEC to the FCB pin sets a minimum voltage VSEC(MIN):
limit and care should be taken to ensure that
             VOUT                                             VSEC(MIN)            0.8V    1+  R5
tON(MIN)  <

                                                              where R5 and R6 are shown in Figure 2.

If the duty cycle falls below what can be accommodated by     If VSEC drops below this level, the FCB voltage forces
the minimum on-time, the LTC3727LX-1 will begin to skip       temporary continuous switching operation until VSEC is
cycles. The output voltage will continue to be regulated,     again above its minimum.
but the ripple voltage and current will increase.

The minimum on-time for the LTC3727LX-1 is generally          In order to prevent erratic operation if no external connec-
less than 200ns. However, as the peak sense voltage           tions are made to the FCB pin, the FCB pin has a 0.18A
decreases the minimum on-time gradually increases up to       internal current source pulling the pin high. Include this
about 300ns. This is of particular concern in forced          current when choosing resistor values R5 and R6.
continuous applications with low ripple current at light
loads. If the duty cycle drops below the minimum on-time      The following table summarizes the possible states avail-
limit in this situation, a significant amount of cycle skip-  able on the FCB pin:
ping can occur with correspondingly larger inductor cur-
rent and output voltage ripple.                               Table 2                          CONDITION
                                                              FCB PIN
FCB Pin Operation                                             0V to 0.75V                      Forced Continuous Both Controllers
                                                                                               (Current Reversal Allowed--
The FCB pin can be used to regulate a secondary winding       0.85V < VFCB < 6.0V              Burst Inhibited)
or as a logic level input. Continuous operation is forced on
both controllers when the FCB pin drops below 0.8V.           Feedback Resistors               Minimum Peak Current Induces
During continuous mode, current flows continuously in         > 7.3V                           Burst Mode Operation
the transformer primary. The secondary winding(s) draw                                         No Current Reversal Allowed
current only when the bottom, synchronous switch is on.
When primary load currents are low and/or the VIN/VOUT                                         Regulating a Secondary Winding
ratio is low, the synchronous switch may not be on for a
sufficient amount of time to transfer power from the                                           Burst Mode Operation Disabled
output capacitor to the secondary load. Forced continuous                                      Constant Frequency Mode Enabled
operation will support secondary windings providing there                                      No Current Reversal Allowed No
is sufficient synchronous switch duty factor. Thus, the                                        Minimum Peak Current
FCB input pin removes the requirement that power must
be drawn from the inductor primary in order to extract        Voltage Positioning
power from the auxiliary windings. With the loop in
continuous mode, the auxiliary outputs may nominally be       Voltage positioning can be used to minimize peak-to-peak
loaded without regard to the primary output load.             output voltage excursions under worst-case transient
                                                              loading conditions. The open-loop DC gain of the control
The secondary output voltage VSEC is normally set as          loop is reduced depending upon the maximum load step
shown in Figure 6 by the turns ratio N of the transformer:    specifications. Voltage positioning can easily be added to
                                                              the LTC3727LX-1 by loading the ITH pin with a resistive
   VSEC  (N + 1) VOUT                                         divider having a Thevenin equivalent voltage source equal
                                                              to the midpoint operating voltage range of the error
However, if the controller goes into Burst Mode operation     amplifier, or 1.2V (see Figure 8).
and halts switching due to a light primary load current,
then VSEC will droop. An external resistive divider from      The resistive load reduces the DC loop gain while main-
                                                              taining the linear control range of the error amplifier. The
                                                              maximum output voltage deviation can theoretically be
                                                              reduced to half or alternatively the amount of output
                                                              capacitance can be reduced for a particular application. A



           U W UU
                                                                                                                                               Supplying INTVCC power through the EXTVCC switch
complete explanation is included in Design Solutions 10                                                                                        input from an output-derived source will scale the VIN
(see                                                                                                                          current required for the driver and control circuits by a
                                                                                                                                               factor of (Duty Cycle)/(Efficiency). For example, in a
INTVCC         ITH                                                                                                                             20V to 5V application, 10mA of INTVCC current results
      RT2                                                                                                                                      in approximately 2.5mA of VIN current. This reduces the
           RC       LTC3727LX-1                                                                                                                mid-current loss from 10% or more (if the driver was
      RT1                                                                                                                                      powered directly from VIN) to only a few percent.

           CC                                                                                                                               3. I2R losses are predicted from the DC resistances of the
                                                                                                                                               fuse (if used), MOSFET, inductor, current sense resis-
                                                                                                                               3727LX1 F08     tor, and input and output capacitor ESR. In continuous
                                                                                                                                               mode the average output current flows through L and
Figure 8. Active Voltage Positioning Applied to the LTC3727LX-1                                                                                RSENSE, but is "chopped" between the topside MOSFET
                                                                                                                                               and the synchronous MOSFET. If the two MOSFETs
Efficiency Considerations                                                                                                                      have approximately the same RDS(ON), then the resis-
                                                                                                                                               tance of one MOSFET can simply be summed with the
The percent efficiency of a switching regulator is equal to                                                                                    resistances of L, RSENSE and ESR to obtain I2R losses.
the output power divided by the input power times 100%.                                                                                        For example, if each RDS(ON) = 30m, RL = 50m,
It is often useful to analyze individual losses to determine                                                                                   RSENSE = 10m and RESR = 40m (sum of both input
what is limiting the efficiency and which change would                                                                                         and output capacitance losses), then the total resis-
produce the most improvement. Percent efficiency can be                                                                                        tance is 130m. This results in losses ranging from 3%
expressed as:                                                                                                                                  to 13% as the output current increases from 1A to 5A
                                                                                                                                               for a 5V output, or a 4% to 20% loss for a 3.3V output.
   %Efficiency = 100% (L1 + L2 + L3 + ...)                                                                                                   Efficiency varies as the inverse square of VOUT for the
                                                                                                                                               same external components and output power level. The
where L1, L2, etc. are the individual losses as a percentage                                                                                   combined effects of increasingly lower output voltages
of input power.                                                                                                                                and higher currents required by high performance
                                                                                                                                               digital systems is not doubling but quadrupling the
Although all dissipative elements in the circuit produce                                                                                       importance of loss terms in the switching regulator
losses, four main sources usually account for most of the                                                                                      system!
losses in LTC3727LX-1 circuits: 1) LTC3727LX-1 VIN
current (including loading on the 3.3V internal regulator),                                                                                 4. Transition losses apply only to the topside MOSFET(s),
2) INTVCC regulator current, 3) I2R losses, 4) Topside                                                                                         and become significant only when operating at high
MOSFET transition losses.                                                                                                                      input voltages (typically 15V or greater). Transition
                                                                                                                                               losses can be estimated from:
1. The VIN current has two components: the first is the DC
   supply current given in the Electrical Characteristics                                                                                      Transition Loss = (1.7) VIN2 IO(MAX) CRSS f
   table, which excludes MOSFET driver and control cur-
   rents; the second is the current drawn from the 3.3V                                                                                     Other "hidden" losses such as copper trace and internal
   linear regulator output. VIN current typically results in a                                                                              battery resistances can account for an additional 5% to
   small (<0.1%) loss.                                                                                                                      10% efficiency degradation in portable systems. It is very
                                                                                                                                            important to include these "system" level losses during
2. INTVCC current is the sum of the MOSFET driver and                                                                                       the design phase. The internal battery and fuse resistance
   control currents. The MOSFET driver current results                                                                                      losses can be minimized by making sure that CIN has
   from switching the gate capacitance of the power                                                                                         adequate charge storage and very low ESR at the switch-
   MOSFETs. Each time a MOSFET gate is switched from                                                                                        ing frequency. A 25W supply will typically require a mini-
   low to high to low again, a packet of charge dQ moves
   from INTVCC to ground. The resulting dQ/dt is a current                                                                                                                                                                                                    3727lx1fa
   out of INTVCC that is typically much larger than the
   control circuit current. In continuous mode, IGATECHG                                                                                                          21
   =f(QT + QB), where QT and QB are the gate charges of the
   topside and bottom side MOSFETs.

                                                               the feedback loop. Placing a power MOSFET directly
mum of 22F to 47F of capacitance having a maximum            across the output capacitor and driving the gate with an
of 20m to 50m of ESR. The LTC3727LX-1 2-phase                  appropriate signal generator is a practical way to produce
architecture typically halves this input capacitance re-       a realistic load step condition. The initial output voltage
quirement over competing solutions. Other losses, in-          step resulting from the step change in output current may
cluding Schottky diode conduction losses during dead-          not be within the bandwidth of the feedback loop, so this
time and inductor core losses, generally account for less      signal cannot be used to determine phase margin. This is
than 2% total additional loss.                                 why it is better to look at the ITH pin signal which is in the
                                                               feedback loop and is the filtered and compensated control
Checking Transient Response                                    loop response. The gain of the loop will be increased by
                                                               increasing RC and the bandwidth of the loop will be
The regulator loop response can be checked by looking at       increased by decreasing CC. If RC is increased by the same
the load current transient response. Switching regulators      factor that CC is decreased, the zero frequency will be kept
take several cycles to respond to a step in DC (resistive)     the same, thereby keeping the phase shift the same in the
load current. When a load step occurs, VOUT shifts by an       most critical frequency range of the feedback loop. The
amount equal to ILOAD (ESR), where ESR is the effective        output voltage settling behavior is related to the stability of
series resistance of COUT. ILOAD also begins to charge or      the closed-loop system and will demonstrate the actual
discharge COUT generating the feedback error signal that       overall supply performance.
forces the regulator to adapt to the current change and
return VOUT to its steady-state value. During this recovery    A second, more severe transient is caused by switching in
time VOUT can be monitored for excessive overshoot or          loads with large (>1F) supply bypass capacitors. The
ringing, which would indicate a stability problem. OPTI-       discharged bypass capacitors are effectively put in parallel
LOOP compensation allows the transient response to be          with COUT, causing a rapid drop in VOUT. No regulator can
optimized over a wide range of output capacitance and          alter its delivery of current quickly enough to prevent this
ESR values. The availability of the ITH pin not only allows    sudden step change in output voltage if the load switch
optimization of control loop behavior but also provides a      resistance is low and it is driven quickly. If the ratio of
DC coupled and AC filtered closed loop response test           CLOAD to COUT is greater than 1:50, the switch rise time
point. The DC step, rise time and settling at this test point  should be controlled so that the load rise time is limited to
truly reflects the closed loop response. Assuming a pre-       approximately 25 CLOAD. Thus a 10F capacitor would
dominantly second order system, phase margin and/or            require a 250s rise time, limiting the charging current to
damping factor can be estimated using the percentage of        about 200mA.
overshoot seen at this pin. The bandwidth can also be
estimated by examining the rise time at the pin. The ITH       Automotive Considerations: Plugging into the
external components shown in the Figure 1 circuit will         Cigarette Lighter
provide an adequate starting point for most applications.
                                                               As battery-powered devices go mobile, there is a natural
The ITH series RC-CC filter sets the dominant pole-zero        interest in plugging into the cigarette lighter in order to
loop compensation. The values can be modified slightly         conserve or even recharge battery packs during opera-
(from 0.5 to 2 times their suggested values) to optimize       tion. But before you connect, be advised: you are plugging
transient response once the final PC layout is done and the    into the supply from Hell. The main power line in an
particular output capacitor type and value have been           automobile is the source of a number of nasty potential
determined. The output capacitors need to be selected          transients, including load-dump, reverse-battery, and
because the various types and values determine the loop        double-battery.
gain and phase. An output current pulse of 20% to 80% of
full-load current having a rise time of 1s to 10s will       Load-dump is the result of a loose battery cable. When the
produce output voltage and ITH pin waveforms that will         cable breaks connection, the field collapse in the alternator
give a sense of the overall loop stability without breaking

                 U W UU
                                                              The RSENSE resistor value can be calculated by using the
can cause a positive spike as high as 60V which takes         maximum current sense voltage specification with some
several hundred milliseconds to decay. Reverse-battery is     accommodation for tolerances:
just what it says, while double-battery is a consequence of
tow-truck operators finding that a 24V jump start cranks                     90mV
cold engines faster than 12V.                                    RSENSE  6A  0.015

The network shown in Figure 9 is the most straight forward    Choosing 1% resistors; R1 = 20k and R2 = 280k yields an
approach to protect a DC/DC converter from the ravages        output voltage of 12V.
of an automotive power line. The series diode prevents
current from flowing during reverse-battery, while the        The power dissipation on the top side MOSFET can be
transient suppressor clamps the input voltage during          easily estimated. Choosing a Siliconix Si4412DY results
load-dump. Note that the transient suppressor should not      in: RDS(ON) = 0.042, CRSS = 100pF. At maximum input
conduct during double-battery operation, but must still       voltage with T(estimated) = 50C:
clamp the input voltage below breakdown of the converter.
Although the LTC3727LX-1 has a maximum input voltage          PMAIN  =  12V  (5)2  [1+  (0.005)(50C    25C)]
of 32V, most applications will be limited to 30V by the                 30V

                  50A IPK RATING                                     (0.042) + 1.7(30V)2 (5A)(100pF)(250kHz)


                                                 LTC3727LX-1         = 664mW

       TRANSIENT VOLTAGE                                      A short-circuit to ground will result in a folded back
       SUPPRESSOR                                             current of:

                                                 3727LX1 F09             45mV      1    200ns(30V)
                                                                        0.015      2       14H
                                                              ISC    =         +                      =  3.2A

       Figure 9. Automotive Application Protection

Design Example                                                with a typical value of RDS(ON) and  = (0.005/C)(20) =
                                                              0.1. The resulting power dissipated in the bottom
As a design example for one channel, assume VIN =
24V(nominal), VIN = 30V(max), VOUT = 12V, IMAX = 5A and       MOSFET is:
f = 250kHz.
                                                              PSYNC     =  30V 12V    (3.2A)2  (1.1)(0.042)
The inductance value is chosen first based on a 40% ripple                    30V
current assumption. The highest value of ripple current
occurs at the maximum input voltage. Tie the PLLFLTR pin                = 284mW
to the SGND pin for 250kHz operation. The minimum
inductance for 40% ripple current is:                         which is less than under full-load conditions.

IL  =  VOUT      1  VOUT                                     CIN is chosen for an RMS current rating of at least 3A at
       (f)(L)         VIN                                     temperature assuming only this channel is on. COUT is
                                                              chosen with an ESR of 0.02 for low output ripple. The
A 14H inductor will result in 40% ripple current. The peak   output ripple in continuous mode will be highest at the
inductor current will be the maximum DC value plus one        maximum input voltage. The output voltage ripple due to
                                                              ESR is approximately:
half the ripple current, or 6A, for the 14H value.
                                                                 VORIPPLE = RESR (IL) = 0.02(2A) = 40mVPP



        U W UU
                                                                     capacitor () terminals should be connected as close as
PC Board Layout Checklist                                            possible to the () terminals of the input capacitor by
                                                                     placing the capacitors next to each other and away from
When laying out the printed circuit board, the following             the Schottky loop described above.
checklist should be used to ensure proper operation of the
LTC3727LX-1. These items are also illustrated graphically         3. Do the LTC3727LX-1 VOSENSE pins resistive dividers
in the layout diagram of Figure 10; Figure 11 illustrates the        connect to the (+) terminals of COUT? The resistive
current waveforms present in the various branches of the             divider must be connected between the (+) terminal of
2-phase synchronous regulators operating in continuous               COUT and signal ground. The R2 and R4 connections
mode. Check the following in your layout:                            should not be along the high current input feeds from
                                                                     the input capacitor(s).
1. Are the top N-channel MOSFETs M1 and M3 located
   within 1cm of each other with a common drain connec-           4. Are the SENSE and SENSE + leads routed together with
   tion at CIN? Do not attempt to split the input decoupling         minimum PC trace spacing? The filter capacitor be-
   for the two channels as it can cause a large resonant loop.       tween SENSE + and SENSE should be as close as
                                                                     possible to the IC. Ensure accurate current sensing with
2. Are the signal and power grounds kept separate? The               Kelvin connections at the SENSE resistor.
   combined LTC3727LX-1 signal ground pin and the
   ground return of CINTVCC must return to the combined           5. Is the INTVCC decoupling capacitor connected close to
   COUT () terminals. The path formed by the top N-channel          the IC, between the INTVCC and the power ground pins?
   MOSFET, Schottky diode and the CIN capacitor should               This capacitor carries the MOSFET drivers current
   have short leads and PC trace lengths. The output

                                                                  RPU    VPULL-UP

                              1                             28           (<7V)
                                  RUN/SS1        PGOOD

                              2 SENSE1+                      27                                 L1
                                   3 SENSE1                 26                                     RSENSE                                                                                                                                                                         GND
                                                     SW1                                                                                                                                                                                                                           VOUT2
                  R2               4                              CB1              M1           M2
    R1                                 VOSENSE1              25                                                                                                                                                                                                                                       3727lx1fa
                                                 BOOST1                                             D1
                                       PLLFLTR               24                                                        COUT1+
                                                       VIN                          RIN
                                   6                         23                                       CIN
                                       PLLIN          BG1
                      INTVCC  7                             22
                                  FCB            EXTVCC

                              8          LTC3727LX-1     21       +
                                  ITH1           INTVCC                                    VIN          +
                              9                           20
                                  SGND           PGND                                               COUT2

                      3.3V    10  3.3VOUT                    19

                              11                             18                                     D2
                                   ITH2          BOOST2

                              12                              17  CB2              M3           M4
                                   VOSENSE2           SW2
    R3  R4                                                                                          RSENSE
                              13 SENSE2                      16

                              14 SENSE2+                      15                                L2

                                                                                                                                                                                                                                                                      3727LX1 F10

                      Figure 10. LTC3727LX-1 Recommended Printed Circuit Layout Diagram


     U W UU
                                                           PC Board Layout Debugging
   peaks. An additional 1F ceramic capacitor placed
   immediately next to the INTVCC and PGND pins can help   Start with one controller on at a time. It is helpful to use
   improve noise performance substantially.                a DC-50MHz current probe to monitor the current in the
                                                           inductor while testing the circuit. Monitor the output
6. Keep the switching nodes (SW1, SW2), top gate nodes     switching node (SW pin) to synchronize the oscilloscope
   (TG1, TG2), and boost nodes (BOOST1, BOOST2) away       to the internal oscillator and probe the actual output
   from sensitive small-signal nodes, especially from the  voltage as well. Check for proper performance over the
   opposites channel's voltage and current sensing feed-   operating voltage and current range expected in the
   back pins. All of these nodes have very large and fast  application. The frequency of operation should be main-
   moving signals and therefore should be kept on the      tained over the input voltage range down to dropout and
   "output side" of the LTC3727LX-1 and occupy mini-       until the output load drops below the low current opera-
   mum PC trace area.                                      tion threshold--typically 10% to 20% of the maximum
                                                           designed current level in Burst Mode operation.
7. Use a modified "star ground" technique: a low imped-
   ance, large copper area central grounding point on the  The duty cycle percentage should be maintained from
   same side of the PC board as the input and output       cycle to cycle in a well-designed, low noise PCB imple-
   capacitors with tie-ins for the bottom of the INTVCC    mentation. Variation in the duty cycle at a subharmonic
   decoupling capacitor, the bottom of the voltage feed-   rate can suggest noise pickup at the current or voltage
   back resistive divider and the SGND pin of the IC.

                               SW1                         L1  RSENSE1 VOUT1
                                                                     +                   RL1

                                                               COUT1                     RL2

     VIN                                                                      3727LX1 F11

RIN            +


                               SW2                         L2  RSENSE2 VOUT2
          BOLD LINES INDICATE                                        +
          CURRENT. KEEP LINES                                  COUT2

                               Figure 11. Branch Current Waveforms



          U W UU
                                                                            voltage and current pins. The capacitor placed across the
sensing inputs or inadequate loop compensation. Over-                       current sensing pins needs to be placed immediately
compensation of the loop can be used to tame a poor PC                      adjacent to the pins of the IC. This capacitor helps to
layout if regulator bandwidth optimization is not required.                 minimize the effects of differential noise injection due to
Only after each controller is checked for its individual                    high frequency capacitive coupling. If problems are en-
performance should both controllers be turned on at the                     countered with high current output loading at lower input
same time. A particularly difficult region of operation is                  voltages, look for inductive coupling between CIN, Schottky
when one controller channel is nearing its current com-                     and the top MOSFET components to the sensitive current
parator trip point when the other channel is turning on its                 and voltage sensing traces. In addition, investigate com-
top MOSFET. This occurs around 50% duty cycle on either                     mon ground path voltage pickup between these compo-
channel due to the phasing of the internal clocks and may                   nents and the SGND pin of the IC.
cause minor duty cycle jitter.
                                                                            An embarrassing problem, which can be missed in an
Reduce VIN from its nominal level to verify operation of the                otherwise properly working switching regulator, results
regulator in dropout. Check the operation of the under-                     when the current sensing leads are hooked up backwards.
voltage lockout circuit by further lowering VIN while moni-                 The output voltage under this improper hookup will still be
toring the outputs to verify operation.                                     maintained but the advantages of current mode control
                                                                            will not be realized. Compensation of the voltage loop will
Investigate whether any problems exist only at higher                       be much more sensitive to component selection. This
output currents or only at higher input voltages. If prob-                  behavior can be investigated by temporarily shorting out
lems coincide with high input voltages and low output                       the current sensing resistor--don't worry, the regulator
currents, look for capacitive coupling between the BOOST,                   will still maintain control of the output voltage.
SW, TG, and possibly BG connections and the sensitive

                                       1                                28       VPULL-UP             L1
                                           RUN/SS1           PGOOD               (<7V)


    0.1F                              2 SENSE1+                    27                                8H    0.015                                                        VOUT1
                                                             TG1                                                                                                          5V
    27pF                                                                                                                                                                  5A; 6A PEAK
     20k   105k            1000pF      3 SENSE1                     26
     1%    1%                                                SW1                                                                                                          GND

                                       4                          25             0.1F           M1A  M1B     D1                                                          VIN
                                           VOSENSE1   BOOST1                                    10            MBRM                                                        15V TO
    10k    0.01F  1000pF                                                                      0.1F   22F   140T3                                                       28V
                                       5                          24                                    50V
                           fSYNC           PLLFLTR          VIN                                  M2A         COUT1                                                        VOUT2
                                                                                                             47F                                                         12V
                                       6                          23                                         6.3V                                                         4A; 5A PEAK
                                           PLLIN           BG1
    33pF                                                                                                     +

                                       7                                22       CMDSH-3
                                           FCB               EXTVCC

                                       8        LTC3727LX-1          21

    15k 220pF                             ITH1               INTVCC         1F  +                           +
                                       9                              20    10V         4.7F
                                 3.3V      SGND              PGND
                                                                                                                   COUT2 100F 16V
                                       10                         19             CMDSH-3
                                            3.3VOUT        BG2                                                             D2
    15k 220pF                                                                    0.1F                                     MBRM
                                       11                         18                                                       140T3
    20k                                     ITH2      BOOST2                                          M2B
                                       12                         17
                                            VOSENSE2      SW2

                                       13 SENSE2                 16

           280k            1000pF      14 SENSE2+                  15                                  L2    0.015
                                                      RUN/SS2                                         15H
    27pF   1%

                0.1F                  VIN: 15V TO 28V       SWITCHING FREQUENCY = 250kHz                                                                    3727LX1 F12
                                       VOUT: 5V, 5A/12V, 4A  MI, M2: FAIRCHILD FDS6680A
    COUT1: PANASONIC EEFCDOJ470R                                                               L1: 8H SUMIDA CDEP134-8R0
    COUT2: SANYO OS-CON 16SVP100M                                                              L2: 15H COILTRONICS UP4B-150

         Figure 12. LTC3727LX-1 12V/4A, 5V/5A Regulator with External Frequency Synchronization



PACKAGE DESCRIPTIO                               U

                                        7.8 8.2                                       G Package
                                                                            28-Lead Plastic SSOP (5.3mm)
                                                                            (Reference LTC DWG # 05-08-1640)

                                                                            1.25 0.12                                 9.90 10.50*
                                                                                                                        (.390 .413)

                                                                                                   28 27 26 25 24 23 22 21 20 19 18 17 16 15

                                                                            5.3 5.7                                                                                           7.40 8.20
                                                                                                                                                                               (.291 .323)

               0.42 0.03                                                   0.65 BSC

                         RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT                                             1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14

                                           5.00 5.60**                                                                                                                        2.0
                                          (.197 .221)                                                                                                                        (.079)

                                                                            0 8

                0.09 0.25                    0.55 0.95                               0.65                                                                                    0.05
               (.0035 .010)                 (.022 .037)                             (.0256)                                                                                 (.002)
                                                                                         BSC        0.22 0.38
                                                                                                   (.009 .015)                                                               G28 SSOP 0204
               1. CONTROLLING DIMENSION: MILLIMETERS                                                    TYP

               2.  DIMENSIONS        ARE  IN  MILLIMETERS

               3. DRAWING NOT TO SCALE

                SHALL NOT EXCEED .152mm (.006") PER SIDE

                  FLASH SHALL NOT EXCEED .254mm (.010") PER SIDE

                                                                                         UH Package
                                                                            32-Lead Plastic QFN (5mm 5mm)

                                                                              (Reference LTC DWG # 05-08-1693)

                                                                                                                                                                               BOTTOM VIEW--EXPOSED PAD

                                                                                      5.00 0.10                 0.75 0.05             R = 0.05                             R = 0.115                   PIN 1 NOTCH R = 0.30 TYP
                                                                                       (4 SIDES)                                             TYP                                     TYP                   OR 0.35 45 CHAMFER

                                                                            PIN 1                                              0.00 0.05                                                                 31 32
                                                                            TOP MARK
5.50 0.05                                    0.70 0.05                    (NOTE 6)                                                                                                                       0.40 0.10
   4.10 0.05
   3.50 REF                                                                                                                                                                                                2
   (4 SIDES)
               3.45 0.05                                                                                                     3.50 REF                                        3.45 0.10
                        3.45 0.05                                                                                            (4-SIDES)

                                                                                                                                                                                              3.45 0.10


                                                      0.25 0.05                                                                                                   0.200 REF                               0.25 0.05
                                                    0.50 BSC                                                                                                                                               0.50 BSC
             RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT                                  1. DRAWING PROPOSED TO BE A JEDEC PACKAGE OUTLINE                                                                              (UH32) QFN 0406 REV D
                                                                               M0-220 VARIATION WHHD-(X) (TO BE APPROVED)                                                                                                   3727lx1fa
                                                                            2. DRAWING NOT TO SCALE
                                                                            3. ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS                                                                                             27
                                                                            4. DIMENSIONS OF EXPOSED PAD ON BOTTOM OF PACKAGE DO NOT INCLUDE

                                                                               MOLD FLASH. MOLD FLASH, IF PRESENT, SHALL NOT EXCEED 0.20mm ON ANY SIDE
                                                                            5. EXPOSED PAD SHALL BE SOLDER PLATED
                                                                            6. SHADED AREA IS ONLY A REFERENCE FOR PIN 1 LOCATION

                                                                               ON THE TOP AND BOTTOM OF PACKAGE

                                     Information furnished by Linear Technology Corporation is believed to be accurate and reliable.
                                     However, no responsibility is assumed for its use. Linear Technology Corporation makes no represen-
                                     tation that the interconnection of its circuits as described herein will not infringe on existing patent rights.

TYPICAL APPLICATIO                         U

                                0.1F                                                                   VPULL-UP                  L1

                                                                 1 RUN/SS1      PGOOD 28                (<7V)         PGOOD       8H    0.015            VOUT1
                                                                 2 SENSE1+          TG1 27                                                                5V
                                                                                                                                                          5A; 6A PEAK
                                27pF   105k 1000pF               3 SENSE1                     26
                                                                                       SW1                                                                GND
                                20k    1%
                                1%                               4                          25          0.1F                M1A  M1B        MBRM
                                                                     VOSENSE1   BOOST1                                                       140T3
                                                                 5                          24                                      50V    COUT1
                                                                     PLLFLTR          VIN                                                47F, 6.3V

                                33pF                             6                          23                         10                    +
                                                                     PLLIN           BG1                              0.1F

                                                                 7              EXTVCC 22               CMDSH-3

                                                                 8        LTC3727LX-1   21

                                                                    ITH1        INTVCC             1F  +                                    +

                                15k 220pF                         9                         20     10V         4.7F
                                33pF                                  SGND        PGND
                                                                                                        CMDSH-3                          COUT2 100F 16V  VIN
                                                           3.3V  10                         19                                                            10V TO 15V
                                                                      3.3VOUT        BG2
                                                                                                                                         D2               VOUT2
                                                                 11                         18                                                            8.5V
                                                                      ITH2      BOOST2                                                   MBRM             3A; 4A PEAK

                                15k 220pF                        12                         17          0.1F                M2A  M2B    140T3
                                20k                                   VOSENSE2      SW2
COUT1: PANASONIC EEFCDOJ470R    1% 192.5k, 1%
COUT2: SANYO OS-CON 16SVP100M                                    13 SENSE2                 16
VIN: 10V TO 15V                                                                      TG2
VOUT: 5V, 5A/8.5V, 3A
SWITCHING FREQUENCY = 250kHz    0.1F  27pF 1000pF               14 SENSE2+                   15                                  L2     0.015
MI, M2: FAIRCHILD FDS6680A                                                                                                        8H

L1, L2: 8H SUMIDA CDEP134-8R0                                                                                                           3727LX1 F13

                                               Figure 13. LTC3727LX-1 8.5V/3A, 5V/5A Regulator


PART NUMBER DESCRIPTION                                                                                 COMMENTS

LTC1625/LTC1775  No RSENSETM Current Mode Synchronous Step-Down Controllers                             97% Efficiency, No Sense Resistor, 16-Pin SSOP
LTC1702                                                                                                 550kHz, No Sense Resistor
LTC1703          No RSENSE 2-Phase Dual Synchronous Step-Down Controller                                Mobile Pentium III Processors, 550kHz, VIN  7V

                 No RSENSE 2-Phase Dual Synchronous Step-Down Controller
                 with 5-Bit Mobile VID Control

LTC1708-PG       2-Phase, Dual Synchronous Controller with Mobile VID                                   3.5V  VIN  36V, VID Sets VOUT1, PGOOD
LT1709/          High Efficiency, 2-Phase Synchronous Step-Down Switching
LT1709-8         Regulators with 5-Bit VID                                                              1.3V  VOUT  3.5V, Current Mode Ensures Accurate
LTC1735          High Efficiency Synchronous Step-Down Switching Regulator                              Current Sharing, 3.5V  VIN  36V

                                                                                                        Output Fault Protection, 16-Pin SSOP

LTC1736          High Efficiency Synchronous Controller with 5-Bit Mobile VID Control                   Output Fault Protection, 24-Pin SSOP, 3.5V  VIN  36V
LTC1876          Triple Output DC/DC Synchronous Controller
                                                                                                        Dual, 2-Phase Step-Down and Step-Up DC/DC Converter,
LTC1778          No RSENSE Wide Input Range Synchronous Step-Down Controller                            2.6V  VIN  36V, Fixed Frequency 150kHz to 300kHz

LTC1929/         2-Phase Synchronous Controllers                                                        Up to 97% Efficiency, 4V  VIN  36V,
LTC1929-PG                                                                                              0.8V  VOUT  (0.9)(VIN), IOUT Up to 20A

LTC3727/LTC3727-1/ Dual, 2-Phase Synchronous Controllers                                                Up to 42A, Uses All Surface Mount Components,
LTC3727A-1                                                                                              No Heat Sinks, 3.5V  VIN  36V

                                                                                                        Very Low Dropout; VOUT  14V, 4V  VIN  36V

LTC3728          2-Phase 550kHz, Dual Synchronous Step-Down Controller                                  QFN and SSOP Packages, High Frequency for Smaller L and C

LTC3729          20A to 200A PolyPhase Synchronous Controllers                                         Expandable from 2-Phase to 12-Phase, Uses All Surface
                                                                                                        Mount Components, No Heat Sink

LTC3731          3-Phase, 600kHz Synchronous Step-Down Controller                                       0.6V  VOUT  6V, 4.5V  VIN  32V, IOUT  60A, Integrated
                                                                                                        MOSFET Drivers

LTC3827/LTC3827-1 Low IQ, Dual 2-Phase Synchronous Controllers                                          80A Quiescent Current 4V  VIN  36V, 0.8V  VOUT  10V

PolyPhase is a registered trademark of Linear Technology Corporation. No RSENSE is a trademark of Linear Technology Corporation.                                       3727lx1fa
Pentium is a registered trademark of Intel Corporation.

28 Linear Technology Corporation                                                                                                                            LT 0107 PRINTED IN USA
             1630 McCarthy Blvd., Milpitas, CA 95035-7417                                                                         LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2006
              (408) 432-1900  FAX: (408) 434-0507
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