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LTC1628CG-PG#TR

器件型号:LTC1628CG-PG#TR
器件类别:半导体    电源管理   
厂商名称:Analog Devices Inc.
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器件描述

Switching Voltage Regulators LTC1628 - High Efficiency, 2-Phase Synchronous Step-Down Switching Regulator

参数

产品属性属性值
Product AttributeAttribute Value
制造商:
Manufacturer:
Analog Devices Inc.
产品种类:
Product Category:
Switching Voltage Regulators
RoHS:No -; RoHS Version Available
安装风格:
Mounting Style:
SMD/SMT
封装 / 箱体:
Package / Case:
SSOP-28
Output Current:20 A
Number of Outputs:2 Output
Input Voltage MAX:36 V
Input Voltage MIN:4 V
系列:
Series:
LTC1628
高度:
Height:
2 mm
商标:
Brand:
Analog Devices / Linear Technology
工作电源电流:
Operating Supply Current:
0.47 mA
产品类型:
Product Type:
Switching Voltage Regulators
子类别:
Subcategory:
PMIC - Power Management ICs

LTC1628CG-PG#TR器件文档内容

                                                                                                          LTC1628/LTC1628-PG

                                                                                                  High Efficiency, 2-Phase

                     Synchronous Step-Down Switching Regulators

FEATURES                                                                            DESCRIPTIO                     U

s  Out-of-Phase Controllers Reduce Required Input                                        The LTC®1628/LTC1628-PG are high performance dual

   Capacitance and Power Supply Induced Noise                                            step-down switching regulator controllers that drive all

s  OPTI-LOOP® Compensation Minimizes COUT                                                N-channel synchronous power MOSFET stages. A con-

s  ±1% Output Voltage Accuracy                                                           stant frequency current mode architecture allows adjust-

s  Dual N-Channel MOSFET Synchronous Drive                                               ment of the frequency up to 300kHz. Power loss and noise

s  Power Good Output Voltage Monitor (LTC1628-PG)                                        due to the ESR of the input capacitors are minimized by

s  DC Programmed Fixed Frequency 150kHz to 300kHz                                        operating the two controller output stages out of phase.

s  Wide VIN Range: 3.5V to 36V Operation                                                 OPTI-LOOP compensation allows the transient response

s  Very Low Dropout Operation: 99% Duty Cycle                                            to be optimized over a wide range of output capacitance and

s  Adjustable Soft-Start Current Ramping                                                 ESR values. The precision 0.8V reference and power good

s  Foldback Output Current Limiting                                                      output indicator are compatible with future microproces-

s  Latched Short-Circuit Shutdown with Defeat Option                                     sor generations, and a wide 3.5V to 30V (36V maximum)

s  Output Overvoltage Protection                                                         input supply range encompasses all battery chemistries.

s  Remote Output Voltage Sense

s  Low Shutdown IQ: 20µA                                                                 A RUN/SS pin for each controller provides both soft-start

s  5V and 3.3V Standby Regulators                                                        and optional timed, short-circuit shutdown. Current

s  Selectable Constant Frequency or Burst Mode®                                          foldback limits MOSFET dissipation during short-circuit

   Operation                                                                             conditions when overcurrent latchoff is disabled. Output

s  Available in 5mm × 5mm QFN and                                                        overvoltage protection circuitry latches on the bottom

   28-Pin SSOP PacUkages                                                                 MOSFET until VOUT returns to normal. The FCB mode pin

APPLICATIO S                                                                             can select among Burst Mode, constant frequency mode

                                                                                         and continuous inductor current mode or regulate a

s  Notebook and Palmtop Computers, PDAs                                                  secondary winding. The LTC1628-PG includes a power

s  Battery Chargers                                                                      good output pin that replaces the FLTCPL, fault coupling

s  Portable Instruments                                                                  control pin of the LTC1628.

s  Battery-Operated Digital Devices                                                      , LTC and LT are registered trademarks of Linear Technology Corporation.

                                                                                         OPTI-LOOP and Burst Mode are registered trademarks of Linear Technology Corporation.

s  DC Power Distribution Systems

TYPICAL       APPLICATIO                     U                                                                                                    VIN

                                                            +                                                                               CIN   5.2V TO  28V

                                                                  4.7µF   D3                                       1µF                      22µF

                                                                                    VIN  INTVCC           D4       CERAMIC                  50V

                                                   M1                                                                            M3         CERAMIC

                                                                              TG1                 TG2

                                L1                          CB1,  0.1µF                                       CB2, 0.1µF                          L2

                            6.3µH                                             BOOST1              BOOST2                                         6.3µH

                                                                              SW1                 SW2

                                                   M2                                    LTC1628                                 M4

                                         D1                                   BG1                 BG2                                    D2

                                                                              SGND                PGND

                                                                              SENSE1+    SENSE2+

                            RSENSE1                               1000pF                                  1000pF                                  RSENSE2

                            0.01Ω                                             SENSE1–    SENSE2–                                                  0.01Ω

              VOUT1                                                                                                                                              VOUT2

                     5V                                                       VOSENSE1   VOSENSE2                                                                3.3V

                     5A                      R2                               ITH1                ITH2                               R4                          5A

                         +  COUT1            105k                 CC1         RUN/SS1    RUN/SS2              CC2                    63.4k        COUT

                            47µF             1%        R1         220pF                                   220pF             R3       1%           56µF     +

                            6V                         20k        RC1     CSS1                    CSS2        RC2           20k                       6V

                            SP                         1%         15k     0.1µF                   0.1µF       15k           1%                        SP

                            M1, M2, M3,  M4: FDS6680A                                                                                                      1628  F01

                                                   Figure   1. High Efficiency Dual 5V/3.3V Step-Down Converter

                                                                                                                                                                               1628fb

                                                                                                                                                                               1
LTC1628/LTC1628-PG

ABSOLUTE            W        AXI        WW    U      RATI  UGS (Note                1)

Input Supply Voltage (VIN).........................36V to – 0.3V                        ITH1, ITH2, VOSENSE1, VOSENSE2 Voltages ... 2.7V to – 0.3V

Top Side Driver Voltages                                                                Peak Output Current <10µs (TG1, TG2, BG1, BG2) ... 3A

(BOOST1, BOOST2) ...................................42V to – 0.3V                       INTVCC Peak Output Current ................................ 50mA

Switch Voltage (SW1, SW2) .........................36V to – 5V                          Operating Temperature Range

INTVCC, EXTVCC, RUN/SS1, RUN/SS2, (BOOST1-SW1),                                               LTC1628C/LTC1628C-PG ........................ 0°C to 85°C

(BOOST2-SW2), PGOOD .............................7V to – 0.3V                                 LTC1628I/LTC1628I-PG ..................... – 40°C to 85°C

SENSE1+, SENSE2 +, SENSE1–,                                                             Junction Temperature (Note 2) ............................. 125°C

SENSE2 – Voltages ........................ (1.1)INTVCC to – 0.3V                        Storage Temperature Range ................. – 65°C to 150°C

FREQSET, STBYMD, FCB,                                                                   Lead Temperature (Soldering, 10 sec)

FLTCPL Voltage ................................... INTVCC to – 0.3V                     (G Package Only) .................................................. 300°C

                                                 U   W             U
PACKAGE/ORDER I FOR                                   ATIO

                  TOP VIEW                           ORDER PART                                                              TOP VIEW                                               ORDER PART

RUN/SS1       1              28         FLTCPL*      NUMBER                                                SENSE1–  SENSE1+           RUN/SS1  FLTCPL       SW1                     NUMBER

SENSE1+       2              27         TG1          LTC1628CG                                   NC                          NC                        TG1                          LTC1628CUH

SENSE1–       3              26         SW1                                                      32        31       30       29       28       27      26   25

VOSENSE1      4              25         BOOST1       LTC1628IG                      VOSENSE1  1                                                                  24  BOOST1         LTC1628IUH

              5              24         VIN          LTC1628CG-PG                   FREQSET   2                                                                  23  VIN

FREQSET                                              LTC1628IG-PG                   STBYMD    3                                                                  22  BG1

STBYMD        6              23         BG1                                         FCB       4                                                                  21  EXTVCC

   FCB        7              22         EXTVCC                                      ITH1      5                                                                  20  INTVCC

   ITH1       8              21         INTVCC                                      SGND      6                                                                  19  PGND

   SGND       9              20         PGND                                        3.3VOUT   7                                                                  18  BG2            UH PART

3.3VOUT       10             19         BG2                                         ITH2      8                                                                  17  BOOST2         MARKING

   ITH2       11             18         BOOST2                                                   9         10       11       12       13       14      15   16

VOSENSE2      12             17         SW2                                                      VOSENSE2  NC       SENSE2–  SENSE2+  RUN/SS2  TG2     SW2  NC                      1628

SENSE2–       13             16         TG2                                                                                                                                         1628I

SENSE2+       14             15         RUN/SS2

                                                                                                                    UH PACKAGE

                  G PACKAGE                                                                      32-LEAD (5mm × 5mm) PLASTIC QFN

              28-LEAD PLASTIC SSOP                                                                                  θJA = 34°C/W

           TJMAX = 125°C, θJA = 95°C/W                                                                     EXPOSED PAD IS SGND

           *PGOOD ON THE LTC1628-PG                                                              (MUST BE SOLDERED TO PCB)

Consult LTC Marketing for parts specified with wider operating temperature ranges.

ELECTRICAL CHARACTERISTICS                                         The q denotes the specifications which apply over the full                                                       operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25°C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL            PARAMETER                          CONDITIONS                                                                                                  MIN         TYP    MAX        UNITS

Main Control Loops

VOSENSE1, 2       Regulated Feedback Voltage         (Note 3); ITH1, 2 Voltage = 1.2V                                                                       q    0.792       0.800  0.808       V

IVOSENSE1, 2      Feedback Current                   (Note 3)                                                                                                                –5     – 50        nA

VREFLNREG         Reference Voltage Line Regulation  VIN = 3.6V to 30V (Note 3)                                                                                              0.002  0.02        %/V

VLOADREG          Output Voltage Load Regulation     (Note 3)

                                                     Measured in Servo Loop; ∆ITH Voltage = 1.2V to 0.7V                                                    q                0.1    0.5         %

                                                     Measured in Servo Loop; ∆ITH Voltage = 1.2V to 2.0V                                                    q                – 0.1  – 0.5       %

                                                                                                                                                                                                1628fb

2
                                                                                                LTC1628/LTC1628-PG

ELECTRICAL CHARACTERISTICS                                      The q denotes the specifications which apply over the full operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25°C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL          PARAMETER                             CONDITIONS                                                 MIN     TYP     MAX    UNITS

gm1, 2          Transconductance Amplifier gm         ITH1, 2 = 1.2V; Sink/Source 5uA; (Note 3)                          1.3            mmho

gmGBW1, 2       Transconductance Amplifier GBW        ITH1, 2 = 1.2V; (Note 3)                                           3              MHz

IQ              Input DC Supply Current               (Note 4)

                Normal Mode                           VIN = 15V; EXTVCC Tied to VOUT1; VOUT1 = 5V                        350            µA

                Standby                               VRUN/SS1, 2 = 0V, VSTBYMD > 2V                                     125            µA

                Shutdown                              VRUN/SS1, 2 = 0V, VSTBYMD = Open;                                  20      35     µA

VFCB            Forced Continuous Threshold                                                                   q  0.76    0.800   0.84   V

IFCB            Forced Continuous Pin Current         VFCB = 0.85V                                               – 0.30  – 0.18  – 0.1  µA

VBINHIBIT       Burst Inhibit (Constant Frequency)    Measured at FCB pin                                                4.3     4.8    V

                Threshold

UVLO            Undervoltage Lockout                  VIN Ramping Down                                        q          3.5     4      V

VOVL            Feedback Overvoltage Lockout          Measured at VOSENSE1, 2                                 q  0.84    0.86    0.88   V

ISENSE          Sense Pins Total Source Current       (Each Channel); VSENSE1–, 2– = VSENSE1+, 2+    =  0V       – 85    – 60           µA

VSTBYMD MS      Master Shutdown Threshold             VSTBYMD Ramping Down                                       0.4     0.6            V

VSTBYMD KA      Keep-Alive Power On-Threshold         VSTBYMD Ramping Up, RUNSS1, 2 = 0V                                 1.5     2      V

DFMAX           Maximum Duty Factor                   In Dropout                                                 98      99.4           %

IFLTCPL         VFLTCPL Input Current                 0.5V > VFLTCPL                                                     –3             µA

                LTC1628 Only                          INTVCC – 0.5V < VFLTCPL < INTVCC                                   3              µA

VFLTCPL         Fault Coupling Threshold;             For FCB Signal and Individual Overcurrent                          2              V

                LTC1628 Only                          Faults to Affect Both Controllers

IRUN/SS1, 2     Soft-Start Charge Current             VRUN/SS1, 2 = 1.9V                                         0.5     1.2            µA

VRUN/SS1, 2 ON  RUN/SS Pin ON Threshold               VRUN/SS1, VRUN/SS2 Rising                                  1.0     1.5     1.9    V

VRUN/SS1, 2 LT  RUN/SS Pin Latchoff Arming Threshold  VRUN/SS1, VRUN/SS2 Rising from 3V                                  4.1     4.5    V

ISCL1, 2        RUN/SS Discharge Current              Soft Short Condition VOSENSE1, 2 = 0.5V;                   0.5     2       4      µA

                                                      VRUN/SS1, 2 = 4.5V

ISDLHO          Shutdown Latch Disable Current        VOSENSE1, 2 = 0.5V                                                 1.6     5      µA

VSENSE(MAX)     Maximum Current Sense Threshold       VOSENSE1, 2 = 0.7V,VSENSE1–, 2– = 5V                    q  62      75      88     mV

                                                      VOSENSE1, 2 = 0.7V,VSENSE1–, 2– = 5V, LTC1628     Only     65      75      85     mV

                TG Transition Time:                   (Note 5)

TG1, 2 tr       Rise Time                             CLOAD = 3300pF                                                     50      90     ns

TG1, 2 tf       Fall Time                             CLOAD = 3300pF                                                     50      90     ns

                BG Transition Time:                   (Note 5)

BG1, 2 tr       Rise Time                             CLOAD = 3300pF                                                     40      90     ns

BG1, 2 tf       Fall Time                             CLOAD = 3300pF                                                     40      80     ns

TG/BG t1D       Top Gate Off to Bottom Gate On Delay

                Synchronous Switch-On Delay Time      CLOAD = 3300pF Each Driver                                         90             ns

BG/TG t2D       Bottom Gate Off to Top Gate On Delay

                Top Switch-On Delay Time              CLOAD = 3300pF Each Driver                                         90             ns

tON(MIN)        Minimum On-Time                       Tested with a Square Wave (Note 6)                                 180            ns

INTVCC Linear   Regulator

VINTVCC         Internal VCC Voltage                  6V < VIN < 30V, VEXTVCC = 4V                               4.8     5.0     5.2    V

VLDO INT        INTVCC Load Regulation                ICC = 0 to 20mA, VEXTVCC = 4V                                      0.2     1.0    %

VLDO EXT        EXTVCC Voltage Drop                   ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V, LTC1628                                  120     240    mV

VLDO EXT-PG     EXTVCC Voltage Drop                   ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V, LTC1628-PG                               80      160    mV

VEXTVCC         EXTVCC Switchover Voltage             ICC = 20mA, EXTVCC Ramping Positive                     q  4.5     4.7            V

VLDOHYS         EXTVCC Hysteresis                                                                                        0.2            V

                                                                                                                                        1628fb

                                                                                                                                        3
LTC1628/LTC1628-PG

ELECTRICAL CHARACTERISTICS                                                              The q denotes the specifications which apply over the full                             operating

temperature range, otherwise specifications are at TA = 25°C. VIN = 15V, VRUN/SS1, 2 = 5V unless otherwise noted.

SYMBOL                 PARAMETER                                               CONDITIONS                                                                 MIN           TYP    MAX        UNITS

Oscillator

fOSC                   Oscillator frequency                                    VFREQSET = Open (Note 7)                                                   190           220    250        kHz

fLOW                   Lowest Frequency                                        VFREQSET = 0V                                                              120           140    160        kHz

fHIGH                  Highest Frequency                                       VFREQSET = 2.4V                                                            280           310    360        kHz

IFREQSET               FREQSET Input Current                                   VFREQSET = 0V                                                                            –2     –1                  µA

3.3V Linear Regulator

V3.3OUT                3.3V Regulator Output Voltage                           No Load                                                            q       3.25          3.35   3.45                 V

V3.3IL                 3.3V Regulator Load Regulation                          I3.3 = 0 to 10mA                                                                         0.5        2               %

V3.3VL                 3.3V Regulator Line Regulation                          6V < VIN < 30V                                                                           0.05   0.2                 %

PGOOD Output (LTC1628-PG Only)

VPGL                   PGOOD Voltage Low                                       IPGOOD = 2mA                                                                             0.1    0.3                  V

IPGOOD                 PGOOD Leakage Current                                   VPGOOD = 5V                                                                                     ±1                  µA

VPG                    PGOOD Trip Level, Either Controller                     VOSENSE Respect to Set Output Voltage

                                                                                    VOSENSE Ramping Negative                                              –6            – 7.5  – 9.5               %

                                                                                    VOSENSE Ramping Positive                                              6             7.5    9.5                 %

Note 1: Absolute Maximum Ratings are those values beyond which the life                                   Note 4: Dynamic supply current is higher due to the gate charge being

of a device may be impaired.                                                                              delivered at the switching frequency. See Applications Information.

Note 2: TJ is calculated from the ambient temperature TA and power                                        Note 5: Rise and fall times are measured using 10% and 90% levels. Delay

dissipation PD according to the following formulas:                                                       times are measured using 50% levels.

                LTC1628G/LTC1628G-PG: TJ = TA + (PD • 95°C/W)                                             Note 6: The minimum on-time condition is specified for an inductor

                LTC1628CUH: TJ = TA + (PD • 34°C/W)                                                       peak-to-peak ripple current ≥ 40% of IMAX (see minimum on-time

Note 3: The LTC1628/LTC1628-PG are tested in a feedback loop that                                         considerations in the Applications Information section).

servos VITH1, 2 to a specified voltage and measures the resultant                                         Note 7: VFREQSET pin internally tied to 1.19V reference through a large

VOSENSE1, 2.                                                                                              resistance.

TYPICAL PERFOR                               UW
                                                     A CE      CHARACTERISTICS

                     Efficiency vs Output Current                                   Efficiency vs Output Current                                       Efficiency vs    Input  Voltage

                     and Mode (Figure 13)                                           (Figure 13)                                                        (Figure 13)

                100                                                            100  VIN = 15V                                                     100

                90   Burst Mode                                                                  VIN = 7V                                                                               VOUT = 5V

                     OPERATION                                                      VOUT = 5V                                                                                           IOUT = 3A

                80                                                             90                                                                 90

                70               FORCED                                                                   VIN = 10V

EFFICIENCY (%)  60               CONTINUOUS                    EFFICIENCY (%)  80                VIN = 15V                        EFFICIENCY (%)  80

                50               MODE                                                          VIN = 20V

                40               CONSTANT                                      70                                                                 70

                30               FREQUENCY

                                 (BURST DISABLE)

                20                                                             60                                                                 60

                10                             VIN = 15V

                0                              VOUT = 5V                       50                                                                 50

                0.001  0.01      0.1        1             10                   0.001    0.01              0.1        1  10                             5            15         25                  35

                       OUTPUT CURRENT (A)                                                      OUTPUT CURRENT (A)                                               INPUT VOLTAGE (V)

                                                     1628 G01                                                           1628 G02                                                          1628 G03

                                                                                                                                                                                          1628fb

4
                                                                                                                                          LTC1628/LTC1628-PG

TYPICAL PERFOR                                                   UW
                                                                    A CE       CHARACTERISTICS

                          Supply Current vs Input Voltage                                                                                                                                       INTVCC and EXTVCC Switch

                          and Mode (Figure 13)                                                                EXTVCC Voltage Drop                                                               Voltage vs Temperature

     1000                                                                                                250                                                                              5.05

                                                                                                                                                    INTVCC AND EXTVCC SWITCH VOLTAGE (V)  5.00                   INTVCC VOLTAGE

                     800                                                       EXTVCC VOLTAGE DROP (mV)  200

SUPPLY CURRENT (µA)                                                                                                                                                                       4.95

                     600                                                                                 150                                                                              4.90

                                             BOTH

                                             CONTROLLERS ON                                                                                                                               4.85

                     400                                                                                 100

                                                                                                                                                                                          4.80

                     200           STANDBY                                                               50                                                                                              EXTVCC SWITCHOVER THRESHOLD

                                                                                                                                                                                          4.75

                                SHUTDOWN

                     0                                                                                   0                                                                                4.70

                          0  5     10        15       20     25  30  35                                       0  10  20       30      40       50                                         – 50     – 25       0  25      50   75      100  125

                                          INPUT VOLTAGE (V)                                                          CURRENT (mA)                                                                             TEMPERATURE (°C)

                                                                     1628 G04                                                             1628 G05                                                                                       1628 G06

                                                                                                                                                                                                Maximum Current Sense Threshold

                                                                                                              Maximum Current Sense   Threshold                                                 vs Percent of Nominal Output

                          Internal 5V LDO Line Reg                                                            vs Duty Factor                                                                    Voltage (Foldback)

                     5.1                                                                                 75                                                                               80

                             ILOAD = 1mA

                     5.0                                                                                                                                                                  70

(V)                  4.9                                                                                                                                                                  60

INTVCC VOLTAGE                                                                 (mV)                      50                                         (mV)                                  50

                     4.8

                                                                               VSENSE                                                               VSENSE                                40

                     4.7

                                                                                                         25                                                                               30

                     4.6                                                                                                                                                                  20

                     4.5                                                                                                                                                                  10

                     4.4                                                                                 0                                                                                0

                          0  5     10        15       20     25  30  35                                       0  20  40       60      80       100                                              0        25          50           75       100

                                          INPUT VOLTAGE (V)                                                          DUTY FACTOR (%)                                                            PERCENT ON NOMINAL OUTPUT VOLTAGE (%)

                                                                    1628 G07                                                              1628 G08                                                                                       1628 G09

                          Maximum Current Sense Threshold                                                     Maximum Current Sense   Threshold                                                 Current Sense Threshold

                          vs VRUN/SS (Soft-Start)                                                             vs Sense Common Mode    Voltage                                                   vs ITH Voltage

                     80                                                                                  80                                                                               90

                             VSENSE(CM) = 1.6V                                                                                                                                            80

                                                                                                         76                                                                               70

                     60                                                                                                                                                                   60

                                                                                                                                                                                          50

VSENSE (mV)                                                                    VSENSE (mV)               72                                         VSENSE (mV)                           40

                     40                                                                                                                                                                   30

                                                                                                         68                                                                               20

                                                                                                                                                                                          10

                     20                                                                                                                                                                   0

                                                                                                         64                                                                               –10

                                                                                                                                                                                          –20

                     0                                                                                   60                                                                               –30

                          0     1         2        3      4      5   6                                        0  1   2             3  4        5                                                0        0.5     1       1.5          2    2.5

                                             VRUN/SS (V)                                                         COMMON MODE VOLTAGE (V)                                                                            VITH (V)

                                                                     1628 G10                                                             1628 G11                                                                                       1628 G12

                                                                                                                                                                                                                                           1628fb

                                                                                                                                                                                                                                           5
LTC1628/LTC1628-PG

TYPICAL PERFOR                                            UW
                                                             A CE CHARACTERISTICS

                          Load Regulation                                                           VITH vs VRUN/SS                                                                    SENSE Pins Total Source Current

                 0.0                                                                           2.5                                                                                100

                                                          FCB = 0V                                     VOSENSE = 0.7V

                                                          VIN = 15V

                                                          FIGURE 1                             2.0

(%)              –0.1                                                                                                                                                             50

NORMALIZED VOUT                                                               VITH (V)         1.5                                                           ISENSE (µA)

                 –0.2                                                                                                                                                             0

                                                                                               1.0

                 –0.3                                                                                                                                                             –50

                                                                                               0.5

                 –0.4                                                                          0                                                             –100

                       0       1        2       3         4            5                            0       1       2    3           4       5            6                            0                  2            4                6

                                        LOAD CURRENT (A)                                                               VRUN/SS  (V)                                                         VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V)

                                                               1628 G13                                                                         1628 G14                                                                      1628 G15

                       Maximum Current Sense                                                        Dropout Voltage vs          Output       Current

                       Threshold vs Temperature                                                     (Figure 13)                                                                        RUN/SS          Current vs Temperature

                 80                                                                            4                                                                                  1.8

                                                                                                       VOUT = 5V

                                                                                                                                                                                  1.6

                 78                                                                                                                                                               1.4

                                                                              (V)              3                                                             RUN/SS CURRENT (µA)

                                                                              DROPOUT VOLTAGE                                                                                     1.2

VSENSE (mV)      76

                                                                                                                                                                                  1.0

                                                                                               2

                 74                                                                                                                                                               0.8

                                                                                                                         RSENSE = 0.015Ω

                                                                                                                                                                                  0.6

                                                                                               1                                                                                  0.4

                 72                                                                                                 RSENSE = 0.010Ω

                                                                                                                                                                                  0.2

                 70                                                                            0                                                                                  0

                 – 50     –25        0  25  50       75   100       125                             0  0.5     1.0  1.5  2.0    2.5     3.0  3.5  4.0                                  –50  –25        0     25   50      75  100  125

                                     TEMPERATURE (°C)                                                             OUTPUT CURRENT (A)                                                                   TEMPERATURE (°C)

                                                             1628 G17                                                                           1628 G18                                                                      1628 G25

                          Soft-Start Up (Figure 13)                                                    Load Step (Figure 13)                                                                Load Step (Figure 13)

                 VOUT

                 5V/DIV                                                                        VOUT                                                                               VOUT

                                                                              200mV/DIV                                                                      200mV/DIV

                 VRUN/SS

                 5V/DIV

                                                                                               IOUT                                                                               IOUT

                 IOUT                                                                          2A/DIV                                                                             2A/DIV

                 2A/DIV

                          VIN = 15V         5ms/DIV                 1628 G19                           VIN = 15V         20µs/DIV                 1628 G20                                  VIN = 15V        20µs/DIV              1628 G21

                          VOUT = 5V                                                                    VOUT = 5V                                                                            VOUT = 5V

                                                                                                       LOAD STEP = 0A TO 3A                                                                 LOAD STEP = 0A TO 3A

                                                                                                       Burst Mode OPERATION                                                                 CONTINUOUS MODE

                                                                                                                                                                                                                                   1628fb

6
                                                                                                                                                                                                                           LTC1628/LTC1628-PG

TYPICAL PERFOR                                                                                         UW
                                                                                                          A CE CHARACTERISTICS

                                           Input Source/Capacitor                                                                                                                                                                                                  Constant Frequency (Burst Inhibit)

                                           Instantaneous Current (Figure 13)                                                                          Burst Mode Operation (Figure 13)                                                                             Operation (Figure 13)

                                      IIN                                                                                                       VOUT

                                  2A/DIV                                                                                     20mV/DIV                                                                                                                    VOUT

                                      VIN                                                                                                                                                                                               20mV/DIV

200mV/DIV

                                  VSW1

                                  10V/DIV

                                  VSW2                                                                                                          IOUT

                                  10V/DIV                                                                                    0.5A/DIV                                                                                                                    IOUT

                                                                                                                                                                                                                                        0.5A/DIV

                                           VIN = 15V                                     1µs/DIV                   1628 G22                           VIN = 15V         10µs/DIV                                           1628 G23                                VIN = 15V              2µs/DIV           1628 G24

                                           VOUT = 5V                                                                                                  VOUT = 5V                                                                                                    VOUT = 5V

                                           IOUT5 = IOUT3.3 = 2A                                                                                       VFCB = OPEN                                                                                                  VFCB = 5V

                                                                                                                                                      IOUT = 20mA                                                                                                  IOUT = 20mA

                                      Current Sense Pin                                     Input  Current                                          EXTVCC Switch Resistance                                                                                  Oscillator Frequency

                                      vs Temperature                                                                                                vs Temperature                                                                                            vs Temperature

                                  35                                                                                                            10                                                                                                       350

CURRENT SENSE INPUT CURRENT (µA)      VOUT = 5V                                                                                                                                                                                                                                       VFREQSET = 5V

                                                                                                                             (Ω)                                                                                                                         300

                                  33                                                                                         SWITCH RESISTANCE  8

                                                                                                                                                                                                                                        FREQUENCY (kHz)  250

                                  31                                                                                                            6                                                                                                                                VFREQSET = OPEN

                                                                                                                                                                                                                                                         200

                                  29                                                                                                            4                                                                                                        150                          VFREQSET = 0V

                                                                                                                             EXTVCC                                                                                                                      100

                                  27                                                                                                            2

                                                                                                                                                                                                                                                         50

                                  25                                                                                                            0                                                                                                        0

                                  – 50     –25        0                            25    50        75     100      125                          – 50  –25        0  25  50        75                             100       125                               – 50  – 25       0       25   50      75  100  125

                                                      TEMPERATURE (°C)                                                                                           TEMPERATURE (°C)                                                                                             TEMPERATURE (°C)

                                                                                                          1628 G26                                                                                                    1628 G27                                                                         1628 G28

                                                                                         Undervoltage Lockout                                                                                                         Shutdown Latch Thresholds

                                                                                         vs Temperature                                                                                                               vs Temperature

                                                                                   3.50                                                                                                                          4.5

                                                                                                                                                                                  SHUTDOWN LATCH THRESHOLDS (V)  4.0                                          LATCH ARMING

                                                         UNDERVOLTAGE LOCKOUT (V)  3.45

                                                                                                                                                                                                                 3.5

                                                                                   3.40                                                                                                                          3.0                                     LATCHOFF

                                                                                                                                                                                                                                                         THRESHOLD

                                                                                                                                                                                                                 2.5

                                                                                   3.35

                                                                                                                                                                                                                 2.0

                                                                                   3.30                                                                                                                          1.5

                                                                                                                                                                                                                 1.0

                                                                                   3.25

                                                                                                                                                                                                                 0.5

                                                                                   3.20                                                                                                                          0

                                                                                       –50   –25       0       25   50       75                 100   125                                                             –50  –25       0                   25        50    75      100      125

                                                                                                       TEMPERATURE (°C)                                                                                                              TEMPERATURE (°C)

                                                                                                                                                    1628 G29                                                                                                                     1628 G30

                                                                                                                                                                                                                                                                                                            1628fb

                                                                                                                                                                                                                                                                                                            7
LTC1628/LTC1628-PG

PI  U  UFU CTIO S     U

RUN/SS1, RUN/SS2: Combination of soft-start, run con-               3.3VOUT: Output of a linear regulator capable of supplying

trol inputs and short-circuit detection timers. A capacitor         10mA DC with peak currents as high as 50mA.

to ground at each of these pins sets the ramp time to full          PGND: Driver Power Ground. Connects to the sources of

output current. Forcing either of these pins back below             bottom (synchronous) N-channel MOSFETs, anodes of the

1.0V causes the IC to shut down the circuitry required for          Schottky rectifiers and the (–) terminal(s) of CIN.

that particular controller. Latchoff overcurrent protection

is also invoked via this pin as described in the Applications       INTVCC: Output of the Internal 5V Linear Low Dropout

Information section.                                                Regulator and the EXTVCC Switch. The driver and control

SENSE1+, SENSE2+: The (+) Input to the Differential                 circuits are powered from this voltage source. Must be

Current Comparators. The Ith pin voltage and controlled             decoupled to power ground with a minimum of 4.7µF tanta-

offsets between the SENSE– and SENSE+ pins in conjunc-              lum or other low ESR capacitor. The INTVCC regulator

tion with RSENSE set the current trip threshold.                    standby function is determined by the STBYMD pin.

SENSE1–, SENSE2–: The (–) Input to the Differential                 EXTVCC: External Power Input to an Internal Switch Con-

Current Comparators.                                                nected to INTVCC. This switch closes and supplies VCC

                                                                    power, bypassing the internal low dropout regulator, when-

VOSENSE1, VOSENSE2: Receives the remotely-sensed feed-              ever EXTVCC is higher than 4.7V. See EXTVCC connection

back voltage for each controller from an external resistive         in Applications section. Do not exceed 7V on this pin.

divider across the output.                                          BG1, BG2: High Current Gate Drives for Bottom (Synchro-

FREQSET: Frequency Control Input to the Oscillator. This            nous) N-Channel MOSFETs. Voltage swing at these pins is

pin can be left open, tied to ground, tied to INTVCC or driven      from ground to INTVCC.

by an external voltage source. This pin can also be used            VIN: Main Supply Pin. A bypass capacitor should be tied

with an external phase detector to build a true phase-              between this pin and the signal ground pin.

locked loop.

STBYMD: Control pin that determines which circuitry re-             BOOST1, BOOST2: Bootstrapped Supplies to the Top Side

mains active when the controllers are shut down and/or              Floating Drivers. Capacitors are connected between the

provides a common control point to shut down both con-              boost and switch pins and Schottky diodes are tied be-

trollers. See the Operation section for details.                    tween the boost and INTVCC pins. Voltage swing at the

                                                                    boost pins is from INTVCC to (VIN + INTVCC).

FCB: Forced Continuous Control Input. This input acts on            SW1, SW2: Switch Node Connections to Inductors. Volt-

the first controller (or both controllers depending upon            age swing at these pins is from a Schottky diode (external)

the  FLTCPL   pin—see       pin       description),   and       is  voltage drop below ground to VIN.

normally used to regulate a secondary winding. Pulling

this pin below 0.8V will force continuous synchronous               TG1, TG2: High Current Gate Drives for Top N-Channel

operation for the first and optionally the second control-          MOSFETs. These are the outputs of floating drivers with a

ler. Do not leave this pin floating.                                voltage swing equal to INTVCC – 0.5V superimposed on

ITH1, ITH2: Error Amplifier Output and Switching Regulator          the switch node voltage SW.

Compensation Point. Each associated channels’ current               FLTCPL: (LTC1628 Only) Fault Coupling Control Pin that

comparator trip point increases with this control voltage.          determines if fault/normal conditions on one controller

SGND: Small Signal Ground common to both con-                       will act on the other controller. FLTCPL = INTVCC to couple

trollers, must be routed separately from high current               channels; FLTCPL = 0V to decouple.

grounds to    the  common   (–)       terminals   of  the  COUT

capacitors.

                                                                                                                            1628fb

8
                                                                                                                               LTC1628/LTC1628-PG

PI  U    FU CTIO SU           U

PGOOD: (LTC1628-PG Only) Open-Drain Logic Output.                                                    NC: These “No Connect” pins are not tied internally to

PGOOD is pulled to ground when the voltage on either                                                 anything. On the PC layout, these pin landings should be

VOSENSE pin is not within ±7.5% of its set point.                                                    connected to the SGND plane under the IC.

FU CTIO AL DIAGRAU     U                            W

                                                                                                                                                       INTVCC          VIN

                              1.19V                 DUPLICATE FOR SECOND                                                                      BOOST            DB

                                                    CONTROLLER CHANNEL

         FREQSET              1M

                                        CLK1                                        DROP                                       TOP            TG               CB               +

                       OSCILLATOR                                                   OUT                                                                                     D1      CIN

                                        CLK2                                         DET             BOT  FCB

                                                                                                     TOP  ON                                  SW

                                                                          S      Q

                                                                          R      Q                                     SWITCH         INTVCC

          FLTCPL                        RUN/SS1                                                                        LOGIC                  BG

                       MERGE LOGIC      RUN/SS2                                                                                BOT

                                                                                                                                              PGND                                  COUT

    VSEC               3V                                                     0.55V       +     B                                                                                        +  VOUT

                              4.5V   –

               0.18µA                         BINH                                        –               SHDN

R6                                   +                                                                                                                                      RSENSE

          FCB

                                     +

R5                                   –        FCB                         I1                                       I2          INTVCC

                                                                              +  –        +  +       –        –

                                                                                                                                              SENSE+                                +

                                                                              –                               +                        30k                     DSEC                 CSEC

          3.3VOUT             0.8V      VREF               0.86V                                3mV

                           +                               4(VFB)                                                                             SENSE–

                           –                                                                                                           30k

          VIN                                                 SLOPE                  45k                      45k

                                                              COMP

VIN                                                                                                              2.4V                         VOSENSE          R2

                       4.8V   +                                                                                           VFB

                                        5V                                                                         EA  –

          EXTVCC              –         LDO                                                                            +       0.80V                   R1

                                        REG

                                                                                                              OV

          INTVCC                                                                                                       +

    +5V                                                                                                                –       0.86V                               CC

                                                       1.2µA                                                                                  ITH

          SGND                          INTERNAL

                                        SUPPLY                                               SHDN             RUN

                                                                                             RST              SOFT                                             CC2     RC

         STBYMD                                        6V                                    4(VFB)       START

                                                                                                                                              RUN/SS

                                                                                                                                                               CSS

                                                                                                                                                                                            1628 FD/F02

                                                                                     Figure          2

                                                                                                                                                                                            1628fb

                                                                                                                                                                                            9
LTC1628/LTC1628-PG

OPERATIO     U

                      (Refer to Functional Diagram)

Main Control Loop                                                  controller 1 (or both controllers depending upon the

The LTC1628 uses a constant frequency, current mode                FLTCPL pin); and 2) select between two modes of low

step-down architecture with the two controller channels            current operation. When the FCB pin voltage is below

operating 180 degrees out of phase. During normal opera-           0.800V, the controller forces continuous PWM current

tion, each top MOSFET is turned on when the clock for that         mode operation. In this mode, the top and bottom

channel sets the RS latch, and turned off when the main            MOSFETs are alternately turned on to maintain the output

current comparator, I1, resets the RS latch. The peak              voltage independent of direction of inductor current.

inductor current at which I1 resets the RS latch is con-           When the FCB pin is below VINTVCC␣ –␣ 2V but greater than

trolled by the voltage on the ITH pin, which is the output of      0.80V, the controller enters Burst Mode operation. Burst

each error amplifier EA. The VOSENSE pin receives the              Mode operation sets a minimum output current level

voltage feedback signal, which is compared to the internal         before inhibiting the top switch and turns off the synchro-

reference voltage by the EA. When the load current in-             nous MOSFET(s) when the inductor current goes nega-

creases, it causes a slight decrease in VOSENSE relative to        tive. This combination of requirements will, at low cur-

the 0.8V reference, which in turn causes the ITH voltage to        rents, force the ITH pin below a voltage threshold that will

increase until the average inductor current matches the            temporarily inhibit turn-on of both output MOSFETs until

new load current. After the top MOSFET has turned off, the         the output voltage drops. There is 60mV of hysteresis in

bottom MOSFET is turned on until either the inductor               the burst comparator B tied to the ITH pin. This hysteresis

current starts to reverse, as indicated by current compara-        produces output signals to the MOSFETs that turn them

tor I2, or the beginning of the next cycle.                        on for several cycles, followed by a variable “sleep”

                                                                   interval depending upon the load current. The resultant

The top MOSFET drivers are biased from floating boot-              output voltage ripple is held to a very small value by

strap capacitor CB, which normally is recharged during             having the hysteretic comparator after the error amplifier

each off cycle through an external diode when the top              gain block.

MOSFET turns off. As VIN decreases to a voltage close to

VOUT, the loop may enter dropout and attempt to turn on            Constant Frequency Operation

the top MOSFET continuously. The dropout detector de-              When the FCB pin is tied to INTVCC, Burst Mode operation

tects this and forces the top MOSFET off for about 500ns           is disabled and the forced minimum output current re-

every tenth cycle to allow CB to recharge.                         quirement is removed. This provides constant frequency,

The main control loop is shut down by pulling the RUN/SS           discontinuous (preventing reverse inductor current) cur-

pin low. Releasing RUN/SS allows an internal 1.2µA                 rent operation over the widest possible output current

current source to charge soft-start capacitor CSS. When            range. This constant frequency operation is not as efficient

CSS reaches 1.5V, the main control loop is enabled with the        as Burst Mode operation, but does provide a lower noise,

ITH voltage clamped at approximately 30% of its maximum            constant frequency operating mode down to approxi-

value. As CSS continues to charge, the ITH pin voltage is          mately 1% of designed maximum output current.

gradually released allowing normal, full-current opera-

tion. When both RUN/SS1 and RUN/SS2 are low, all                   Continuous Current (PWM) Operation

LTC1628 controller functions are shut down, and the                Tying the FCB pin to ground will force continuous current

STBYMD pin determines if the standby 5V and 3.3V                   operation. This is the least efficient operating mode, but

regulators are kept alive.                                         may be desirable in certain applications. The output can

Low Current Operation                                              source or sink current in this mode. When sinking current

                                                                   while in forced continuous operation, current will be

The FCB pin is a multifunction pin providing two func-             forced back into the main power supply potentially boost-

tions: 1) to provide regulation for a secondary winding by         ing the input supply to dangerous voltage levels—

temporarily  forcing   continuous  PWM       operation         on  BEWARE!

                                                                                                                  1628fb

10
                                                              LTC1628/LTC1628-PG

OPERATIO  U

                   (Refer to Functional Diagram)

Frequency Setting                                             Fault Coupling Pin

The FREQSET pin provides frequency adjustment of the          The FLTCPL pin (LTC1628 only) controls two functions

internal oscillator from approximately 140kHz to 310kHz.      that can operate individually (FLTCPL = 0V) or unilaterally

This input is nominally biased through an internal resistor   (FLTCPL = INTVCC) between the two controllers. When the

to the 1.19V reference, setting the oscillator frequency to   FLTCPL pin is grounded (internally tied default mode for

approximately 220kHz. This pin can be driven from an          the LTC1628-PG), 1) the FCB input forces continuous

external AC or DC signal source to control the instanta-      operation only on the first controller when the applied

neous frequency of the oscillator.                            voltage drops below 0.8V and 2) the short-circuit latchoff

                                                              function only latches off the controller having the shorted

INTVCC/EXTVCC Power                                           output. When the FLTCPL pin is tied to INTVCC, 1) the FCB

Power for the top and bottom MOSFET drivers and most          input forces continuous operation on both controllers

other internal circuitry is derived from the INTVCC pin.      when the applied voltage drops below 0.8V and 2) the

When the EXTVCC pin is left open, an internal 5V low          short-circuit latchoff function latches off both controllers

dropout linear regulator supplies INTVCC power. If EXTVCC     when either has a shorted output.

is taken above 4.7V, the 5V regulator is turned off and an    Power Good (PGOOD) Pin

internal switch is turned on connecting EXTVCC to INTVCC.     The PGOOD pin (LTC1628-PG only) is connected to an

This allows the INTVCC power to be derived from a high        open drain of an internal MOSFET. The MOSFET turns on

efficiency external source such as the output of the regu-

lator itself or a secondary winding, as described in the      and pulls the pin low when both the outputs are not within

Applications Information.                                     ±7.5% of their nominal output levels as determined by

                                                              their resistive feedback dividers. When both outputs meet

Standby Mode Pin                                              the ±7.5% requirement, the MOSFET is turned off within

The STBYMD pin is a three-state input that controls           10µs and the pin is allowed to be pulled up by an external

common circuitry within the IC as follows: When the           resistor to a source of up to 7V.

STBYMD pin is held at ground, both controller RUN/SS          Foldback Current, Short-Circuit Detection

pins are pulled to ground providing a single control pin to   and Short-Circuit Latchoff

shut down both controllers. When the pin is left open, the

internal RUN/SS currents are enabled to charge the            The RUN/SS capacitors are used initially to limit the inrush

RUN/SS capacitor(s), allowing the turn-on of either con-      current of each switching regulator. After the controller

troller and activating necessary common internal biasing.     has been started and been given adequate time to charge

When the STBYMD pin is taken above 2V, both internal          up the output capacitors and provide full load current, the

linear regulators are turned on independent of the state on   RUN/SS capacitor is used in a short-circuit time-out

the RUN/SS pins of the two switching regulator control-       circuit. If the output voltage falls to less than 70% of its

lers, providing an output power source for “wake-up”          nominal output voltage, the RUN/SS capacitor begins

circuitry. Decouple the pin with a small capacitor (0.01µF)   discharging on the assumption that the output is in an

to ground if the pin is not connected to a DC potential.      overcurrent and/or short-circuit condition. If the condition

                                                              lasts for a long enough period as determined by the size of

Output Overvoltage Protection                                 the RUN/SS capacitor, the controller (or both controllers

An overvoltage comparator, OV, guards against transient       as determined by the FLTCPL pin, LTC1628 only) will be

overshoots (>7.5%) as well as other more serious condi-       shut down until the RUN/SS pin(s) voltage(s) are recycled.

tions that may overvoltage the output. In this case, the top  This built-in latchoff can be overridden by providing a

MOSFET is turned off and the bottom MOSFET is turned on       >5µA pull-up at a compliance of 5V to the RUN/SS pin(s).

until the overvoltage condition is cleared.                   This current shortens the soft start period but also pre-

                                                              vents net discharge of the RUN/SS capacitor(s) during an

                                                                                                         1628fb

                                                                                                         11
LTC1628/LTC1628-PG

OPERATIO  U

                        (Refer to Functional Diagram)

overcurrent and/or short-circuit condition. Foldback cur-          With 2-phase operation, the two channels of the dual-

rent limiting is also activated when the output voltage falls      switching regulator are operated 180 degrees out of

below 70% of its nominal level whether or not the short-           phase. This effectively interleaves the current pulses drawn

circuit latchoff circuit is enabled. Even if a short is present    by the switches, greatly reducing the overlap time where

and the short-circuit latchoff is not enabled, a safe, low         they add together. The result is a significant reduction in

output current is provided due to internal current foldback        total RMS input current, which in turn allows less expen-

and actual power wasted is low due to the efficient nature         sive input capacitors to be used, reduces shielding re-

of the current mode switching regulator.                           quirements for EMI and improves real world operating

                                                                   efficiency.

THEORY AND BENEFITS OF 2-PHASE OPERATION                           Figure 3 compares the input waveforms for a representa-

The LTC1628 dual high efficiency DC/DC controller brings           tive single-phase dual switching regulator to the new

the considerable benefits of 2-phase operation to portable         LTC1628 2-phase dual switching regulator. An actual

applications for the first time. Notebook computers, PDAs,         measurement of the RMS input current under these con-

handheld terminals and automotive electronics will all             ditions shows that 2-phase operation dropped the input

benefit from the lower input filtering requirement, reduced        current from 2.53ARMS to 1.55ARMS. While this is an

electromagnetic interference (EMI) and increased effi-             impressive reduction in itself, remember that the power

ciency associated with 2-phase operation.                          losses are proportional to IRMS2, meaning that the actual

Why the need for 2-phase operation? Up until the LTC1628,          power wasted is reduced by a factor of 2.66. The reduced

constant-frequency dual switching regulators operated              input ripple voltage also means less power is lost in the

both channels in phase (i.e., single-phase operation). This        input power path, which could include batteries, switches,

means that both switches turned on at the same time,               trace/connector resistances and protection circuitry. Im-

causing current pulses of up to twice the amplitude of             provements in both conducted and radiated EMI also

those for one regulator to be drawn from the input capaci-         directly accrue as a result of the reduced RMS input

tor and battery. These large amplitude current pulses              current and voltage.

increased the total RMS current flowing from the input             Of course, the improvement afforded by 2-phase opera-

capacitor, requiring the use of more expensive input               tion is a function of the dual switching regulator’s relative

capacitors and increasing both EMI and losses in the input         duty cycles which, in turn, are dependent upon the input

capacitor and battery.                                             voltage VIN (Duty Cycle = VOUT/VIN). Figure 4 shows how

                                                                   5V SWITCH

                                                                   20V/DIV

                                                                   3.3V SWITCH

                                                                   20V/DIV

                                                                   INPUT CURRENT

                                                                   5A/DIV

                                                                   INPUT VOLTAGE

                                                                   500mV/DIV

                        IIN(MEAS) = 2.53ARMS           DC236 F03a                 IIN(MEAS) = 1.55ARMS    DC236 F03b

                        (a)                                                              (b)

                        Figure 3. Input Waveforms Comparing Single-Phase (a) and 2-Phase (b) Operation

                        for Dual Switching Regulators Converting 12V to 5V and 3.3V at 3A Each. The

                        Reduced Input Ripple with the LTC1628 2-Phase Regulator Allows Less Expensive

                        Input Capacitors, Reduces Shielding Requirements for EMI and Improves Efficiency

                                                                                                                      1628fb

12
                                                                                            LTC1628/LTC1628-PG

OPERATIO                       U

                                  (Refer to Functional Diagram)

                       3.0                                                    the input capacitor requirement to that for just one channel

                                                SINGLE PHASE                  operating at maximum current and 50% duty cycle.

                       2.5                      DUAL CONTROLLER

INPUT RMS CURRENT (A)  2.0                                                    A final question: If 2-phase operation offers such an

                                                                              advantage over single-phase operation for dual switching

                       1.5                                                    regulators, why hasn’t it been done before? The answer is

                                                2-PHASE                       that, while simple in concept, it is hard to implement.

                       1.0                  DUAL CONTROLLER

                                                                              Constant-frequency current mode switching regulators

                       0.5     VO1 = 5V/3A                                    require an oscillator derived “slope compensation” signal

                               VO2 = 3.3V/3A                                  to allow stable operation of each regulator at over 50%

                       0                                                      duty cycle. This signal is relatively easy to derive in single-

                            0  10               20       30      40

                                   INPUT VOLTAGE (V)                          phase dual switching regulators, but required the develop-

                                                                 1628 F04     ment of a new and proprietary technique to allow 2-phase

                       Figure 4. RMS Input Current Comparison                 operation. In addition, isolation between the two channels

the RMS input current varies for single-phase and 2-phase                     becomes more critical with 2-phase operation because

operation for 3.3V and 5V regulators over a wide input                        switch transitions in one channel could potentially disrupt

voltage range.                                                                the operation of the other channel.

It can readily be seen that the advantages of 2-phase                         The LTC1628 is proof that these hurdles have been sur-

operation are not just limited to a narrow operating range,                   mounted. The new device offers unique advantages for the

but in fact extend over a wide region. A good rule of thumb                   ever-expanding number of high efficiency power supplies

for most applications is that 2-phase operation will reduce                   required in portable electronics.

APPLICATIO                     U            SIU FOR      W    ATIO         U

Figure 1 on the first page is a basic LTC1628 application                     RSENSE        =  50mV

circuit. External component selection is driven by the                                         IMAX

load requirement, and begins with the selection of RSENSE

and the inductor value. Next, the power MOSFETs and D1                        When using the controller in very low dropout conditions,

are selected. Finally, CIN and COUT are selected. The                         the maximum output current level will be reduced due to

circuit shown in Figure 1 can be configured for operation                     the internal compensation required to meet stability crite-

up to an input voltage of 28V (limited by the external                        rion for buck regulators operating at greater than 50%

MOSFETs).                                                                     duty factor. A curve is provided to estimate this reducton

RSENSE Selection For Output Current                                           in peak output current level depending upon the operating

                                                                              duty factor.

RSENSE is chosen based on the required output current.                        Selection of Operating Frequency

The LTC1628 current comparator has a maximum thresh-

old of 75mV/RSENSE and an input common mode range of                          The LTC1628 uses a constant frequency architecture with

SGND to 1.1(INTVCC). The current comparator threshold                         the frequency determined by an internal oscillator capaci-

sets the peak of the inductor current, yielding a maximum                     tor. This internal capacitor is charged by a fixed current

average output current IMAX equal to the peak value less                      plus an additional current that is proportional to the

half the peak-to-peak ripple current, ∆IL.                                    voltage applied to the FREQSET pin.

Allowing a margin for variations in the LTC1628 and                           A graph for the voltage applied to the FREQSET pin vs

external component values yields:                                             frequency is given in Figure 5. As the operating frequency

                                                                                                                                1628fb

                                                                                                                   13
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO                            U  SI      UFOR      W     ATIO      U

                              2.5                                             25% of the current limit determined by RSENSE. Lower

                              2.0                                             inductor values (higher ∆IL) will cause this to occur at

     FREQSET PIN VOLTAGE (V)                                                  lower load currents, which can cause a dip in efficiency in

                              1.5                                             the upper range of low current operation. In Burst Mode

                                                                              operation, lower inductance values will cause the burst

                              1.0                                             frequency to decrease.

                              0.5                                             Inductor Core Selection

                                                                              Once the value for L is known, the type of inductor must

                              0                                               be selected. High efficiency converters generally cannot

                              120     170        220       270   320          afford the core loss found in low cost powdered iron

                                      OPERATING FREQUENCY (kHz)

                                                                 1628 F05     cores,  forcing  the    use   of                      more  expensive  ferrite,

                              Figure 5. FREQSET Pin Voltage vs Frequency      molypermalloy, or Kool Mµ® cores. Actual core loss is

                                                                              independent of core size for a fixed inductor value, but it

is increased the gate charge losses will be higher, reducing                  is very dependent on inductance selected. As inductance

efficiency (see Efficiency Considerations). The maximum                       increases, core losses go down. Unfortunately, increased

switching frequency is approximately 310kHz.                                  inductance requires more turns of wire and therefore

                                                                              copper losses will increase.

Inductor Value Calculation                                                    Ferrite designs have very low core loss and are preferred

The operating frequency and inductor selection are inter-                     at high switching frequencies, so design goals can con-

related in that higher operating frequencies allow the use                    centrate on copper loss and preventing saturation. Ferrite

of smaller inductor and capacitor values. So why would                        core material saturates “hard,” which means that induc-

anyone ever choose to operate at lower frequencies with                       tance collapses abruptly when the peak design current is

larger components? The answer is efficiency. A higher                         exceeded. This results in an abrupt increase in inductor

frequency generally results in lower efficiency because of                    ripple current and consequent output voltage ripple. Do

MOSFET gate charge losses. In addition to this basic                          not allow the core to saturate!

trade-off, the effect of inductor value on ripple current and                 Molypermalloy (from Magnetics, Inc.) is a very good, low

low current operation must also be considered.                                loss core material for toroids, but it is more expensive than

The inductor value has a direct effect on ripple current. The                 ferrite. A reasonable compromise from the same manu-

inductor ripple current ∆IL decreases with higher induc-                      facturer is Kool Mµ. Toroids are very space efficient,

tance or frequency and increases with higher VIN:                             especially when you can use several layers of wire. Be-

                                                                              cause they generally lack a bobbin, mounting is more

∆IL  =                        1                 VOUT                        difficult. However, designs for surface mount are available
                                      VOUT 1–
                              (f)(L)             VIN                        that do not increase the height significantly.

Accepting larger values of ∆IL allows the use of low                          Power MOSFET and D1 Selection

inductances, but results in higher output voltage ripple                      Two external power MOSFETs must be selected for each

and greater core losses. A reasonable starting point for                      controller with the LTC1628: One N-channel MOSFET for

setting ripple current is ∆IL=0.3(IMAX). Remember, the                        the top (main) switch, and one N-channel MOSFET for the

maximum ∆IL occurs at the maximum input voltage.                              bottom (synchronous) switch.

The inductor value also has secondary effects. The transi-                    The peak-to-peak drive levels are set by the INTVCC

tion to Burst Mode operation begins when the average                          voltage. This voltage is typically 5V during start-up (see

inductor current required results in a peak current below                     Kool Mµ is a registered trademark of Magnetics, Inc.

                                                                                                                                                     1628fb

14
                                                                      LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO             U  US I FOR      WATIO      U

EXTVCC  Pin  Connection).       Consequently,    logic-level   The term (1+δ) is generally given for a MOSFET in the form

threshold MOSFETs must be used in most applications.           of  a  normalized  RDS(ON)    vs    Temperature  curve,  but

The only exception is if low input voltage is expected         δ = 0.005/°C can be used as an approximation for low

(VIN < 5V); then, sub-logic level threshold MOSFETs            voltage MOSFETs. CRSS is usually specified in the MOS-

(VGS(TH) < 3V) should be used. Pay close attention to the      FET characteristics. The constant k = 1.7 can be used to

BVDSS specification for the MOSFETs as well; most of the       estimate the contributions of the two terms in the main

logic level MOSFETs are limited to 30V or less.                switch dissipation equation.

Selection criteria for the power MOSFETs include the “ON”      The Schottky diode D1 shown in Figure 1 conducts during

resistance RDS(ON), reverse transfer capacitance CRSS,         the dead-time between the conduction of the two power

input voltage and maximum output current. When the             MOSFETs. This prevents the body diode of the bottom

LTC1628 is operating in continuous mode the duty cycles        MOSFET from turning on, storing charge during the dead-

for the top and bottom MOSFETs are given by:                   time and requiring a reverse recovery period that could

                                                               cost as much as 3% in efficiency at high VIN. A 1A to 3A

Main Switch Duty Cycle = VOUT                                  Schottky is generally a good compromise for both regions

                                   VIN                         of operation due to the relatively small average current.

                                                               Larger diodes result in additional transition losses due to

Synchronous Switch Duty Cycle = VIN – VOUT                     their larger junction capacitance.

                                              VIN              CIN and COUT Selection

The MOSFET power dissipations at maximum output                The selection of CIN is simplified by the multiphase archi-

current are given by:                                          tecture and its impact on the worst-case RMS current

                                                               drawn through the input network (battery/fuse/capacitor).

           VOUT           2                                    It can be shown that the worst case RMS current occurs
( ) ( ) PMAIN
        =    VIN  IMAX       1+ δ  RDS(ON) +                   when only one controller is operating. The controller with

           ( ) ( )( )( ) 2                                     the highest (VOUT)(IOUT) product needs to be used in the

        k VIN     IMAX    CRSS     f                           formula below to determine the maximum RMS current

                                                               requirement. Increasing the output current, drawn from

           VIN  – VOUT          2                              the other out-of-phase controller, will actually decrease
( ) ( ) PSYNC
        =                 IMAX     1+ δ    RDS(ON)             the input RMS ripple current from this maximum value

                  VIN                                          (see Figure 4). The out-of-phase technique typically re-

where δ is the temperature dependency of RDS(ON) and k         duces the input capacitor’s RMS ripple current by a factor

is a constant inversely related to the gate drive current.     of 30% to 70% when compared to a single phase power

                                                               supply solution.

Both MOSFETs have I2R losses while the topside N-channel       The type of input capacitor, value and ESR rating have

equation includes an additional term for transition losses,    efficiency effects that need to be considered in the selec-

which are highest at high input voltages. For VIN < 20V the    tion process. The capacitance value chosen should be

high current efficiency generally improves with larger         sufficient to store adequate charge to keep high peak

MOSFETs, while for VIN > 20V the transition losses rapidly     battery currents down. 20µF to 40µF is usually sufficient

increase to the point that the use of a higher RDS(ON) device  for a 25W output supply operating at 200kHz. The ESR of

with lower CRSS actually provides higher efficiency. The       the capacitor is important for capacitor power dissipation

synchronous MOSFET losses are greatest at high input           as well as overall battery efficiency. All of the power (RMS

voltage when the top switch duty factor is low or during a     ripple current • ESR) not only heats up the capacitor but

short-circuit when the synchronous switch is on close to       wastes power from the battery.

100% of the period.

                                                                                                                        1628fb

                                                                                                                15
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO          U  US I FOR WATIO   U

Medium voltage (20V to 35V) ceramic, tantalum, OS-CON          operating due to the interleaving of current pulses through

and switcher-rated electrolytic capacitors can be used as      the input capacitor’s ESR. This is why the input capacitor’s

input capacitors, but each has drawbacks: ceramic voltage      requirement calculated above for the worst-case control-

coefficients are very high and may have audible piezoelec-     ler is adequate for the dual controller design. Remember

tric effects; tantalums need to be surge-rated; OS-CONs        that input protection fuse resistance, battery resistance

suffer from higher inductance, larger case size and limited    and PC board trace resistance losses are also reduced due

surface-mount applicability; electrolytics’ higher ESR and     to the reduced peak currents in a multiphase system. The

dryout possibility require several to be used. Multiphase      overall benefit of a multiphase design will only be fully

systems allow the lowest amount of capacitance overall.        realized when the source impedance of the power supply/

As little as one 22µF or two to three 10µF ceramic capaci-     battery is included in the efficiency testing. The drains of

tors are an ideal choice in a 20W to 35W power supply due      the two top MOSFETS should be placed within 1cm of each

to their extremely low ESR. Even though the capacitance        other and share a common CIN(s). Separating the drains

at 20V is substantially below their rating at zero-bias, very  and CIN may produce undesirable voltage and current

low ESR loss makes ceramics an ideal candidate for             resonances at VIN.

highest efficiency battery operated systems. Also con-         The selection of COUT is driven by the required effective

sider parallel ceramic and high quality electrolytic capaci-   series resistance (ESR). Typically once the ESR require-

tors as an effective means of achieving ESR and bulk           ment is satisfied the capacitance is adequate for filtering.

capacitance goals.                                             The output ripple (∆VOUT) is determined by:

In continuous mode, the source current of the top N-chan-

nel MOSFET is a square wave of duty cycle VOUT/VIN. To         ∆VOUT  ≈  ∆IL            1       
                                                                               ESR  +
prevent large voltage transients, a low ESR input capacitor                              8fCOUT  

sized for the maximum RMS current of one channel must

be used. The maximum RMS capacitor current is given by:        Where f = operating frequency, COUT = output capacitance,

                                                               and ∆IL= ripple current in the inductor. The output ripple

                          [ ( )] VOUT       1/ 2               is highest at maximum input voltage since ∆IL increases
                                VIN − VOUT
CINRequiredIRMS ≈ IMAX                                         with input voltage. With ∆IL = 0.3IOUT(MAX) the output

                                   VIN                         ripple will typically be less than 50mV at max VIN assum-

                                                               ing:

This formula has a maximum at VIN = 2VOUT, where               COUT Recommended ESR < 2 RSENSE

IRMS = IOUT/2. This simple worst case condition is com-

monly used for design because even significant deviations      and COUT > 1/(8fRSENSE)

do not offer much relief. Note that capacitor manufacturer’s   The first condition relates to the ripple current into the ESR

ripple current ratings are often based on only 2000 hours      of the output capacitance while the second term guaran-

of life. This makes it advisable to further derate the         tees that the output capacitance does not significantly

capacitor, or to choose a capacitor rated at a higher          discharge during the operating frequency period due to

temperature than required. Several capacitors may also be      ripple current. The choice of using smaller output capaci-

paralleled to meet size or height requirements in the          tance increases the ripple voltage due to the discharging

design. Always consult the manufacturer if there is any        term but can be compensated for by using capacitors of

question.                                                      very low ESR to maintain the ripple voltage at or below

The benefit of the LTC1628 multiphase can be calculated        50mV. The ITH pin OPTI-LOOP compensation compo-

by using the equation above for the higher power control-      nents can be optimized to provide stable, high perfor-

ler and then calculating the loss that would have resulted     mance transient response regardless of the output capaci-

if both controller channels switch on at the same time. The    tors selected.

total RMS power lost is lower when both controllers are

                                                                                                            1628fb

16
                                                                         LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO           U  SIU FOR  WATIO  U

Manufacturers such as Nichicon, United Chemicon and            recommended. Good bypassing is necessary to supply

Sanyo can be considered for high performance through-          the high transient currents required by the MOSFET gate

hole capacitors. The OS-CON semiconductor dielectric           drivers and to prevent interaction between channels.

capacitor available from Sanyo has the lowest (ESR)(size)      Higher input voltage applications in which large MOSFETs

product of any aluminum electrolytic at a somewhat             are being driven at high frequencies may cause the maxi-

higher price. An additional ceramic capacitor in parallel      mum junction temperature rating for the LTC1628 to be

with OS-CON capacitors is recommended to reduce the            exceeded. The system supply current is normally domi-

inductance effects.                                            nated by the gate charge current. Additional external

In surface mount applications multiple capacitors may          loading of the INTVCC and 3.3V linear regulators also

need to be used in parallel to meet the ESR, RMS current       needs to be taken into account for the power dissipation

handling and load step requirements of the application.        calculations. The total INTVCC current can be supplied by

Aluminum electrolytic, dry tantalum and special polymer        either the 5V internal linear regulator or by the EXTVCC

capacitors are available in surface mount packages. Spe-       input pin. When the voltage applied to the EXTVCC pin is

cial polymer surface mount capacitors offer very low ESR       less than 4.7V, all of the INTVCC current is supplied by the

but have lower storage capacity per unit volume than other     internal 5V linear regulator. Power dissipation for the IC in

capacitor types. These capacitors offer a very cost-effec-     this case is highest: (VIN)(IINTVCC), and overall efficiency

tive output capacitor solution and are an ideal choice when    is lowered. The gate charge current is dependent on

combined with a controller having high loop bandwidth.         operating frequency as discussed in the Efficiency Consid-

Tantalum capacitors offer the highest capacitance density      erations section. The junction temperature can be esti-

and are often used as output capacitors for switching          mated by using the equations given in Note 2 of the

regulators having controlled soft-start. Several excellent     Electrical Characteristics. For example, the LTC1628 VIN

surge-tested choices are the AVX TPS, AVX TPSV or the          current is limited to less than 24mA from a 24V supply

KEMET T510 series of surface mount tantalums, available        when not using the EXTVCC pin as follows:

in case heights ranging from 2mm to 4mm. Aluminum              TJ = 70°C + (24mA)(24V)(95°C/W) = 125°C

electrolytic capacitors can be used in cost-driven applica-

tions providing that consideration is given to ripple current  Use of the EXTVCC input pin reduces the junction tempera-

ratings, temperature and long term reliability. A typical      ture to:

application will require several to many aluminum electro-     TJ = 70°C + (24mA)(5V)(95°C/W) = 81°C

lytic capacitors in parallel. A combination of the above       Dissipation should be calculated to also include any added

mentioned capacitors will often result in maximizing per-

formance and minimizing overall cost. Other capacitor          current drawn from the internal 3.3V linear regulator. To

types include Nichicon PL series, NEC Neocap, Pansonic         prevent maximum junction temperature from being ex-

SP and Sprague 595D series. Consult manufacturers for          ceeded, the input supply current must be checked operat-

other specific recommendations.                                ing in continuous mode at maximum VIN.

INTVCC Regulator                                               EXTVCC Connection

An internal P-channel low dropout regulator produces 5V        The LTC1628 contains an internal P-channel MOSFET

at the INTVCC pin from the VIN supply pin. INTVCC powers       switch connected between the EXTVCC and INTVCC pins.

the drivers and internal circuitry within the LTC1628. The     When the voltage applied to EXTVCC rises above 4.7V, the

INTVCC pin regulator can supply a peak current of 50mA         internal regulator is turned off and the switch closes,

and must be bypassed to ground with a minimum of               connecting the EXTVCC pin to the INTVCC pin thereby

4.7µF tantalum, 10µF special polymer, or low ESR type          supplying internal power. The switch remains closed as

electrolytic capacitor. A 1µF ceramic capacitor placed         long as the voltage applied to EXTVCC remains above 4.5V.

directly adjacent to the INTVCC and PGND IC pins is highly     This allows the MOSFET driver and control power to be

                                                                                                                     1628fb

                                                                                                          17
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO            U     SIU   FOR     W        ATIO  U

derived from the output during normal operation (4.7V <                   4. EXTVCC Connected to an Output-Derived Boost Net-

VOUT < 7V) and from the internal regulator when the output                work. For 3.3V and other low voltage regulators, efficiency

is out of regulation (start-up, short-circuit). If more cur-              gains can still be realized by connecting EXTVCC to an

rent is required through the EXTVCC switch than is speci-                 output-derived voltage that has been boosted to greater

fied, an external Schottky diode can be added between the                 than 4.7V. This can be done with either the inductive boost

EXTVCC and INTVCC pins. Do not apply greater than 7V to                   winding as shown in Figure 6a or the capacitive charge

the EXTVCC pin and ensure that EXTVCC␣ <␣ VIN.                            pump shown in Figure 6b. The charge pump has the

Significant efficiency gains can be realized by powering                  advantage of simple magnetics.

INTVCC from the output, since the VIN current resulting                   Topside MOSFET Driver Supply (CB, DB)

from the driver and control currents will be scaled by a

factor of (Duty Cycle)/(Efficiency). For 5V regulators this               External bootstrap capacitors CB connected to the BOOST

supply means connecting the EXTVCC pin directly to VOUT.                  pins supply the gate drive voltages for the topside MOSFETs.

However, for 3.3V and other lower voltage regulators,                     Capacitor CB in the functional diagram is charged though

additional circuitry is required to derive INTVCC power                   external diode DB from INTVCC when the SW pin is low.

from the output.                                                          When one of the topside MOSFETs is to be turned on, the

The following list summarizes the four possible connec-                   driver places the CB voltage across the gate-source of the

tions for EXTVCC:                                                         desired MOSFET. This enhances the MOSFET and turns on

                                                                          the topside switch. The switch node voltage, SW, rises to

1. EXTVCC Left Open (or Grounded). This will cause INTVCC                 VIN and the BOOST pin follows. With the topside MOSFET

to be powered from the internal 5V regulator resulting in                 on, the boost voltage is above the input supply: VBOOST =

an efficiency penalty of up to 10% at high input voltages.                VIN + VINTVCC. The value of the boost capacitor CB needs

2. EXTVCC Connected directly to VOUT. This is the normal                  to be 100 times that of the total input capacitance of the

connection for a 5V regulator and provides the highest                    topside MOSFET(s). The reverse breakdown of the exter-

efficiency.                                                               nal Schottky diode must be greater than VIN(MAX). When

                                                                          adjusting the gate drive level, the final arbiter is the total

3. EXTVCC Connected to an External supply. If an external                 input current for the regulator. If a change is made and the

supply is available in the 5V to 7V range, it may be used to              input current decreases, then the efficiency has improved.

power EXTVCC providing it is compatible with the MOSFET                   If there is no change in input current, then there is no

gate drive requirements.                                                  change in efficiency.

                                  VIN                                                                  VIN                   +

    OPTIONAL EXTVCC                                                                                                             1µF

    CONNECTION                         +                                                         +

    5V < VSEC < 7V                        CIN                                            CIN

                                                    VSEC                                                    BAT85  0.22µF       BAT85

                      VIN                                                          VIN

             LTC1628        N-CH                            +             LTC1628                N-CH

                                                               1µF                                                 VN2222LL     BAT85

                      TG1                                                          TG1

                                                    RSENSE                                                         RSENSE

                                                                VOUT                                                            VOUT

    EXTVCC            SW                       T1                         EXTVCC   SW                       L1

R6                                             1:N

                                                            +                                                                +

    FCB               BG1                                      COUT                BG1                                          COUT

R5                          N-CH                                                                 N-CH

    SGND              PGND                                                         PGND

                                                               1628 F06a                                                        1628 F06b

Figure 6a. Secondary        Output Loop   & EXTVCC  Connection            Figure 6b. Capacitive Charge Pump for EXTVCC

                                                                                                                                           1628fb

18
                                                                           LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO              U  S I FORU      WATIO  U

Output Voltage                                               Soft-Start/Run Function

The LTC1628 output voltages are each set by an external      The RUN/SS1 and RUN/SS2 pins are multipurpose pins

feedback resistive divider carefully placed across the       that provide a soft-start function and a means to shut

output capacitor. The resultant feedback signal is com-      down the LTC1628. Soft-start reduces the input power

pared with the internal precision 0.800V voltage reference   source’s surge currents by gradually increasing the

by the error amplifier. The output voltage is given by the   controller’s current limit (proportional to VITH). This pin

equation:                                                    can also be used for power supply sequencing.

                       R2                                  An internal 1.2µA current source charges up the CSS

VOUT       =  0.8V1+  R1                                 capacitor. When the voltage on RUN/SS1 (RUN/SS2)

                                                             reaches 1.5V, the particular controller is permitted to start

                                                             operating. As the voltage on RUN/SS increases from 1.5V

SENSE+/SENSE– Pins                                           to 3.0V, the internal current limit is increased from 25mV/

The common mode input range of the current comparator        RSENSE to 75mV/RSENSE. The output current limit ramps

sense pins is from 0V to (1.1)INTVCC. Continuous linear      up slowly, taking an additional 1.25s/µF to reach full

operation is guaranteed throughout this range allowing       current. The output current thus ramps up slowly, reduc-

output voltage setting from 0.8V to 7.7V, depending upon     ing the starting surge current required from the input

the voltage applied to EXTVCC. A differential NPN input      power supply. If RUN/SS has been pulled all the way to

stage is biased with internal resistors from an internal     ground there is a delay before starting of approximately:

2.4V source as shown in the Functional Diagram. This                       1.5V
                                                             ( ) tDELAY
requires that current either be sourced or sunk from the                =  1.2µA    CSS   =   1.25s / µF  CSS

SENSE pins depending on the output voltage. If the output

voltage is below 2.4V current will flow out of both SENSE

                                                                           3V − 1.5V
pins to the main output. The output can be easily preloaded  ( ) tIRAMP
                                                                        =                 CSS  =   1.25s / µF     CSS
by the VOUT resistive divider to compensate for the current                    1.2µA

comparator’s negative input bias current. The maximum        By pulling both RUN/SS pins below 1V and/or pulling the

current flowing out of each pair of SENSE pins is:           STBYMD pin below 0.2V, the LTC1628 is put into low

ISENSE+ + ISENSE– = (2.4V – VOUT)/24k                        current shutdown (IQ = 20µA). The RUN/SS pins can be

Since VOSENSE is servoed to the 0.8V reference voltage, we   driven directly from logic as shown in Figure 7. Diode D1

can choose R1 in Figure 2 to have a maximum value to         in Figure 7 reduces the start delay but allows CSS to ramp

absorb this current.                                         up slowly providing the soft-start function. Each RUN/SS

                                                             pin has an internal 6V zener clamp (See Functional

R1(MAX)                   0.8V                             Diagram).
              =  24k
                        2.4V – VOUT  
                                                                               VIN                        INTVCC

                                                             3.3V OR 5V               RUN/SS

for VOUT < 2.4V                                                            D1       RSS*                       RSS*

                                                                                                                       RUN/SS

Regulating an output voltage of 1.8V, the maximum value                                       CSS

of R1 should be 32K. Note that for an output voltage above                                                                     CSS

2.4V, R1 has no maximum value necessary to absorb the

sense currents; however, R1 is still bounded by the          *OPTIONAL TO DEFEAT OVERCURRENT LATCHOFF

VOSENSE feedback current.                                                      (a)                                (b)  1628 F07

                                                                           Figure 7. RUN/SS Pin Interfacing

                                                                                                                               1628fb

                                                                                                                       19
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U  S I FOR   U            W ATIO     U

Fault Conditions: Overcurrent Latchoff                           short-circuit and foldback current limiting still remains

The RUN/SS pins also provide the ability to latch off the        active, thereby protecting the power supply system from

controller(s) when an overcurrent condition is detected.         failure. After the design is complete, a decision can be

The RUN/SS capacitor, CSS, is used initially to turn on and      made whether to enable the latchoff feature.

limit the inrush current. After the controller has been          The value of the soft-start capacitor CSS may need to be

started and been given adequate time to charge up the            scaled with output voltage, output capacitance and load

output capacitor and provide full load current, the RUN/SS       current characteristics. The minimum soft-start capaci-

capacitor is used for a short-circuit timer. If the regulator’s  tance is given by:

output voltage falls to less than 70% of its nominal value       CSS > (COUT )(VOUT) (10 – 4) (RSENSE)

after CSS reaches 4.1V, CSS begins discharging on the            The minimum recommended soft-start capacitor                     of

assumption that the output is in an overcurrent condition.

If the condition lasts for a long enough period as deter-        CSS = 0.1µF will be sufficient for most applications.

mined by the size of the CSS and the specified discharge         Fault Conditions: Current Limit and Current Foldback

current, the controller will be shut down until the RUN/SS

pin voltage is recycled. If the overload occurs during start-    The LTC1628 current comparator has a maximum sense

up, the time can be approximated by:                             voltage of 75mV resulting in a maximum MOSFET current

tLO1  ≈ [CSS(4.1 – 1.5 + 4.1 – 3.5)]/(1.2µA)                     of 75mV/RSENSE. The maximum value of current limit

      = 2.7 • 106 (CSS)                                          generally occurs with the largest VIN at the highest ambi-

                                                                 ent temperature, conditions that cause the highest power

If the overload occurs after start-up the voltage on CSS will    dissipation in the top MOSFET.

begin discharging from the zener clamp voltage:                  The LTC1628 includes current foldback to help further

tLO2 ≈ [CSS (6 – 3.5)]/(1.2µA) = 2.1 • 106 (CSS)                 limit load current when the output is shorted to ground.

The FLTCPL pin (LTC1628 only) determines whether an              The foldback circuit is active even when the overload

overload on one channel will latch off only that channel         shutdown latch described above is overridden. If the

(FLTCPL = 0V) or both channels (FLTCPL = INTVCC). This           output falls below 70% of its nominal output level, then the

built-in overcurrent latchoff can be overridden by provid-       maximum sense voltage is progressively lowered from

ing a pull-up resistor to the RUN/SS pin as shown in             75mV to 25mV. Under short-circuit conditions with very

Figure 7. This resistance shortens the soft-start period         low duty cycles, the LTC1628 will begin cycle skipping in

and prevents the discharge of the RUN/SS capacitor               order to limit the short-circuit current. In this situation the

during an over current condition. Tying this pull-up resis-      bottom MOSFET will be dissipating most of the power but

tor to VIN as in Figure 7a, defeats overcurrent latchoff.        less than in normal operation. The short-circuit ripple

Diode-connecting this pull-up resistor to INTVCC , as in         current is determined by the minimum on-time tON(MIN) of

Figure 7b, eliminates any extra supply current during            the LTC1628 (less than 200ns), the input voltage and

controller shutdown while eliminating the INTVCC loading         inductor value:

from preventing controller start-up.                             ∆IL(SC) = tON(MIN) (VIN/L)

Why should you defeat overcurrent latchoff? During the           The resulting short-circuit current is:

prototyping stage of a design, there may be a problem                    25mV           1

with noise pickup or poor layout causing the protection          ISC  =              +     ∆IL(SC)

circuit to latch off. Defeating this feature will easily allow           RSENSE         2

troubleshooting of the circuit and PC layout. The internal

                                                                                                                        1628fb

20
                                                                          LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U             SIU FOR  WATIO  U

Fault Conditions: Overvoltage Protection (Crowbar)              provide power to keep-alive functions such as a keyboard

The overvoltage crowbar is designed to blow a system            controller. This pin can also be used as a latching “on” and/

input fuse when the output voltage of the regulator rises       or latching “off” power switch if so designed.

much higher than nominal levels. The crowbar causes             Frequency of Operation

huge currents to flow, that blow the fuse to protect against

a shorted top MOSFET if the short occurs while the              The LTC1628 has an internal voltage controlled oscillator.

controller is operating.                                        The frequency of this oscillator can be varied over a 2 to 1

A comparator monitors the output for overvoltage condi-         range. The pin is internally self-biased at 1.19V, resulting

tions. The comparator (OV) detects overvoltage faults           in a free-running frequency of approximately 220kHz. The

greater than 7.5% above the nominal output voltage.             FREQSET pin can be grounded to lower this frequency to

When this condition is sensed, the top MOSFET is turned         approximately 140kHz or tied to the INTVCC pin to yield

off and the bottom MOSFET is turned on until the overvolt-      approximately 310kHz. The FREQSET pin may be driven

age condition is cleared. The output of this comparator is      with a voltage from 0 to INTVCC to fix or modulate the

only latched by the overvoltage condition itself and will       oscillator frequency as shown in Figure 5.

therefore allow a switching regulator system having a poor      Minimum On-Time Considerations

PC layout to function while the design is being debugged.       Minimum on-time tON(MIN) is the smallest time duration

The bottom MOSFET remains on continuously for as long           that the LTC1628 is capable of turning on the top MOSFET.

as the OV condition persists; if VOUT returns to a safe level,  It is determined by internal timing delays and the gate

normal operation automatically resumes. A shorted top           charge required to turn on the top MOSFET. Low duty cycle

MOSFET will result in a high current condition which will       applications may approach this minimum on-time limit

open the system fuse. The switching regulator will regu-        and care should be taken to ensure that

late properly with a leaky top MOSFET by altering the duty

cycle to accommodate the leakage.                                            VOUT

The Standby Mode (STBYMD) Pin Function                          tON(MIN)  <  VIN(f)

The Standby Mode (STBYMD) pin provides several choices          If the duty cycle falls below what can be accommodated by

for start-up and standby operational modes. If the pin is       the minimum on-time, the LTC1628 will begin to skip

pulled to ground, the RUN/SS pins for both controllers are      cycles. The output voltage will continue to be regulated,

internally pulled to ground, preventing start-up and thereby    but the ripple voltage and current will increase.

providing a single control pin for turning off both control-    The minimum on-time for the LTC1628 is generally less

lers at once. If the pin is left open or decoupled with a       than 200ns. However, as the peak sense voltage decreases

capacitor to ground, the RUN/SS pins are each internally        the minimum on-time gradually increases up to about

provided with a starting current enabling external control      300ns. This is of particular concern in forced continuous

for turning on each controller independently. If the pin is     applications with low ripple current at light loads. If the

provided with a current of >3µA at a voltage greater than       duty cycle drops below the minimum on-time limit in this

2V, both internal linear regulators (INTVCC and 3.3V) will      situation, a significant amount of cycle skipping can occur

be on even when both controllers are shut down. In this         with correspondingly larger current and voltage ripple.

mode, the onboard 3.3V and 5V linear regulators can

                                                                                                                         1628fb

                                                                                                                   21
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO         U  S I FORU  WATIO  U

FCB Pin Operation                                                 internal current source pulling the pin high. Include this

The FCB pin can be used to regulate a secondary winding           current when choosing resistor values R5 and R6.

or as a logic level input. Continuous operation is forced         The following table summarizes the possible states avail-

when the FCB pin drops below 0.8V. During continuous              able on the FCB pin:

mode, current flows continuously in the transformer pri-          Table 1

mary. The secondary winding(s) draw current only when             FCB Pin                    Condition

the bottom, synchronous switch is on. When primary load           0V to 0.75V                Forced Continuous (Current Reversal

currents are low and/or the VIN/VOUT ratio is low, the                                       Allowed—Burst Inhibited)

synchronous switch may not be on for a sufficient amount          0.85V < VFCB < 4.3V        Minimum Peak Current Induces

of time to transfer power from the output capacitor to the                                   Burst Mode Operation

secondary load. Forced continuous operation will support                                     No Current Reversal Allowed

secondary windings providing there is sufficient synchro-         Feedback Resistors         Regulating a Secondary Winding

nous switch duty factor. Thus, the FCB input pin removes          >4.8V                      Burst Mode Operation Disabled

the requirement that power must be drawn from the                                            Constant Frequency Mode Enabled

inductor primary in order to extract power from the                                          No Current Reversal Allowed

                                                                                             No Minimum Peak Current

auxiliary windings. With the loop in continuous mode, the

auxiliary outputs may nominally be loaded without regard          The FLTCPL pin determines whether only the first or both

to the primary output load.                                       controllers are temporarily forced into continuous mode

The secondary output voltage VSEC is normally set as              when the FCB pin falls below 0.8V. Tying the FLTCPL pin

shown in Figure 6a by the turns ratio N of the transformer:       to ground will send only the first controller into continuous

                                                                  operation while tying the FLTCPL pin to INTVCC will send

VSEC ≅ (N + 1) VOUT                                               both controllers into continuous operation.

However, if the controller goes into Burst Mode operation         Voltage Positioning

and halts switching due to a light primary load current,          Voltage positioning can be used to minimize peak-to-peak

then VSEC will droop. An external resistive divider from          output voltage excursions under worst-case transient

VSEC to the FCB pin sets a minimum voltage VSEC(MIN):             loading conditions. The open-loop DC gain of the control

                         R6                                     loop is reduced depending upon the maximum load step

VSEC(MIN)  ≈  0.8V1+    R5                                    specifications. Voltage positioning can easily be added to

                                                                  the LTC1628 by loading the ITH pin with a resistive divider

If VSEC drops below this level, the FCB voltage forces            having a Thevenin equivalent voltage source equal to the

temporary continuous switching operation until VSEC is            midpoint operating voltage of the error amplifier, or 1.2V

again above its minimum.                                          (see Figure 8).

In order to prevent erratic operation if no external connec-      The resistive load reduces the DC loop gain while main-

tions are made to the FCB pin, the FCB pin has a 0.18µA           taining the linear control range of the error amplifier. The

                                                                  maximum output voltage deviation can theoretically be

                                   INTVCC

                                       RT2

                                                                  ITH

                                       RT1             RC              LTC1628

                                                              CC

                                                                                1628 F08

                                Figure 8. Active Voltage Positioning Applied to the LTC1628

                                                                                                                              1628fb

22
                                                                LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO          U  S I FORU WATIO      U

reduced to half or alternatively the amount of output           loss from 10% or more (if the driver was powered directly

capacitance can be reduced for a particular application. A      from VIN) to only a few percent.

complete explanation is included in Design Solutions 10.        3. I2R losses are predicted from the DC resistances of the

(See www.linear.com.)                                           fuse (if used), MOSFET, inductor, current sense resistor,

Efficiency Considerations                                       and input and output capacitor ESR. In continuous mode

The percent efficiency of a switching regulator is equal to     the average output current flows through L and RSENSE,

                                                                but is “chopped” between the topside MOSFET and the

the output power divided by the input power times 100%.         synchronous MOSFET. If the two MOSFETs have approxi-

It is often useful to analyze individual losses to determine    mately the same RDS(ON), then the resistance of one

what is limiting the efficiency and which change would          MOSFET can simply be summed with the resistances of L,

produce the most improvement. Percent efficiency can be         RSENSE and ESR to obtain I2R losses. For example, if each

expressed as:                                                   RDS(ON) = 30mΩ, RL = 50mΩ, RSENSE = 10mΩ and RESR

%Efficiency = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...)                       = 40mΩ (sum of both input and output capacitance

where L1, L2, etc. are the individual losses as a percentage    losses), then the total resistance is 130mΩ. This results in

of input power.                                                 losses ranging from 3% to 13% as the output current

                                                                increases from 1A to 5A for a 5V output, or a 4% to 20%

Although all dissipative elements in the circuit produce        loss for a 3.3V output. Efficiency varies as the inverse

losses, four main sources usually account for most of the       square of VOUT for the same external components and

losses in LTC1628 circuits: 1) LTC1628 VIN current (in-         output power level. The combined effects of increasingly

cluding loading on the 3.3V internal regulator), 2) INTVCC      lower output voltages and higher currents required by

regulator current, 3) I2R losses, 4) Topside MOSFET             high performance digital systems is not doubling but

transition losses.                                              quadrupling the importance of loss terms in the switching

1. The VIN current has two components: the first is the DC      regulator system!

supply current given in the Electrical Characteristics table,   4. Transition losses apply only to the topside MOSFET(s),

which excludes MOSFET driver and control currents; the          and become significant only when operating at high input

second is the current drawn from the 3.3V linear regulator      voltages (typically 15V or greater). Transition losses can

output. VIN current typically results in a small (<0.1%) loss.  be estimated from:

2. INTVCC current is the sum of the MOSFET driver and           Transition Loss = (1.7) VIN2 IO(MAX) CRSS f

control currents. The MOSFET driver current results from        Other “hidden” losses such as copper trace and internal

switching the gate capacitance of the power MOSFETs.            battery resistances can account for an additional 5% to

Each time a MOSFET gate is switched from low to high to         10% efficiency degradation in portable systems. It is very

low again, a packet of charge dQ moves from INTVCC to           important to include these “system” level losses during

ground. The resulting dQ/dt is a current out of INTVCC that     the design phase. The internal battery and fuse resistance

is typically much larger than the control circuit current. In   losses can be minimized by making sure that CIN has

continuous mode, IGATECHG =f(QT+QB), where QT and QB            adequate charge storage and very low ESR at the switch-

are the gate charges of the topside and bottom side             ing frequency. A 25W supply will typically require a

MOSFETs.                                                        minimum of 20µF to 40µF of capacitance having a maxi-

Supplying INTVCC power through the EXTVCC switch input          mum of 20mΩ to 50mΩ of ESR. The LTC1628 2-phase

from an output-derived source will scale the VIN current        architecture typically halves this input capacitance re-

required for the driver and control circuits by a factor of     quirement over competing solutions. Other losses includ-

(Duty Cycle)/(Efficiency). For example, in a 20V to 5V          ing Schottky conduction losses during dead-time and

application, 10mA of INTVCC current results in approxi-         inductor core losses generally account for less than 2%

mately 2.5mA of VIN current. This reduces the mid-current       total additional loss.

                                                                                                             1628fb

                                                                                                             23
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U  US I FOR      WATIO  U

Checking Transient Response                                    full-load current having a rise time of 1µs to 10µs will

The regulator loop response can be checked by looking at       produce output voltage and ITH pin waveforms that will

the load current transient response. Switching regulators      give a sense of the overall loop stability without breaking

take several cycles to respond to a step in DC (resistive)     the feedback loop. Placing a power MOSFET directly

load current. When a load step occurs, VOUT shifts by an       across the output capacitor and driving the gate with an

amount equal to ∆ILOAD (ESR), where ESR is the effective       appropriate signal generator is a practical way to produce

series resistance of COUT. ∆ILOAD also begins to charge or     a realistic load step condition. The initial output voltage

discharge COUT generating the feedback error signal that       step resulting from the step change in output current may

forces the regulator to adapt to the current change and        not be within the bandwidth of the feedback loop, so this

return VOUT to its steady-state value. During this recovery    signal cannot be used to determine phase margin. This is

time VOUT can be monitored for excessive overshoot or          why it is better to look at the ITH pin signal which is in the

ringing, which would indicate a stability problem. OPTI-       feedback loop and is the filtered and compensated control

LOOP compensation allows the transient response to be          loop response. The gain of the loop will be increased by

optimized over a wide range of output capacitance and          increasing RC and the bandwidth of the loop will be

ESR values. The availability of the ITH pin not only allows    increased by decreasing CC. If RC is increased by the same

optimization of control loop behavior but also provides a      factor that CC is decreased, the zero frequency will be kept

DC coupled and AC filtered closed loop response test           the same, thereby keeping the phase shift the same in the

point. The DC step, rise time and settling at this test point  most critical frequency range of the feedback loop. The

truly reflects the closed loop response. Assuming a pre-       output voltage settling behavior is related to the stability of

dominantly second order system, phase margin and/or            the closed-loop system and will demonstrate the actual

damping factor can be estimated using the percentage of        overall supply performance.

overshoot seen at this pin. The bandwidth can also be          A second, more severe transient is caused by switching in

estimated by examining the rise time at the pin. The ITH       loads with large (>1µF) supply bypass capacitors. The

external components shown in the Figure 1 circuit will         discharged bypass capacitors are effectively put in parallel

provide an adequate starting point for most applications.      with COUT, causing a rapid drop in VOUT. No regulator can

The ITH series RC-CC filter sets the dominant pole-zero        alter its delivery of current quickly enough to prevent this

loop compensation. The values can be modified slightly         sudden step change in output voltage if the load switch

(from 0.5 to 2 times their suggested values) to optimize       resistance is low and it is driven quickly. If the ratio of

transient response once the final PC layout is done and the    CLOAD to COUT is greater than1:50, the switch rise time

particular output capacitor type and value have been           should be controlled so that the load rise time is limited to

determined. The output capacitors need to be selected          approximately 25 • CLOAD. Thus a 10µF capacitor would

because the various types and values determine the loop        require a 250µs rise time, limiting the charging current to

gain and phase. An output current pulse of 20% to 80% of       about 200mA.

                                                                                            1628fb

24
                                                                             LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO         U  US I FOR WATIO          U

Automotive Considerations: Plugging into the                   just what it says, while double-battery is a consequence of

Cigarette Lighter                                              tow-truck operators finding that a 24V jump start cranks

As battery-powered devices go mobile, there is a natural       cold engines faster than 12V.

interest in plugging into the cigarette lighter in order to    The network shown in Figure 9 is the most straight forward

conserve or even recharge battery packs during operation.      approach to protect a DC/DC converter from the ravages

But before you connect, be advised: you are plugging into      of an automotive power line. The series diode prevents

the supply from hell. The main power line in an automobile     current from flowing during reverse-battery, while the

is the source of a number of nasty potential transients,       transient suppressor clamps the input voltage during

including load-dump, reverse-battery, and double-bat-          load-dump. Note that the transient suppressor should not

tery.                                                          conduct during double-battery operation, but must still

Load-dump is the result of a loose battery cable. When the     clamp the input voltage below breakdown of the converter.

cable breaks connection, the field collapse in the alternator  Although the LTC1628 has a maximum input voltage of

can cause a positive spike as high as 60V which takes          36V, most applications will be limited to 30V by the

several hundred milliseconds to decay. Reverse-battery is      MOSFET BVDSS.

                                              50A IPK RATING

                                  12V                          VIN

                                                                    LTC1628

                                  TRANSIENT VOLTAGE

                                  SUPPRESSOR

                                  GENERAL INSTRUMENT

                                  1.5KA24A

                                                                             1628 F09

                                  Figure 9. Automotive         Application Protection

                                                                                              1628fb

                                                                                              25
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO              U  S I FORU      W  ATIO    U

Design Example                                               Choosing 1% resistors; R1 = 25.5k and R2 = 32.4k yields

As a design example for one channel, assume VIN =            an output voltage of 1.816V.

12V(nominal), VIN = 22V(max), VOUT = 1.8V, IMAX = 5A,        The power dissipation on the top side MOSFET can be

and f = 300kHz.                                              easily estimated. Choosing a Siliconix Si4412DY results

The inductance value is chosen first based on a 30% ripple   in; RDS(ON) = 0.042Ω, CRSS = 100pF. At maximum input

current assumption. The highest value of ripple current      voltage with T(estimated) = 50°C:

occurs at the maximum input voltage. Tie the FREQSET pin

                                                                             1.8V      2
to the INTVCC pin for 300kHz operation. The minimum               ( ) [ ] PMAIN     5
                                                                          =               1+ (0.005)(50°C – 25°C)
inductance for 30% ripple current is:                                        22V

                                                                          ( ) ( ) ( )( )( ) 0.042Ω   2
                                                                                       + 1.7 22V        5A     100pF   300kHz
          VOUT         VOUT    
∆IL   =           1–
          (f)(L)        VIN                                             = 220mW

A 4.7µH inductor will produce 23% ripple current and a       A short-circuit to ground will result in a folded back current

3.3µH will result in 33%. The peak inductor current will be  of:

the maximum DC value plus one half the ripple current, or                 25mV      1    200ns(22V)

5.84A, for the 3.3µH value. Increasing the ripple current         ISC  =  0.01Ω  +  2   3.3µH           =  3.2A

will also help ensure that the minimum on-time of 200ns

is not violated. The minimum on-time occurs at maximum       with a typical value of RDS(ON) and δ = (0.005/°C)(20) =

VIN:                                                         0.1. The resulting power dissipated in the bottom MOSFET

                  VOUT              1.8V                     is:

tON(MIN)  =                  =                   =  273ns                    22V – 1.8V           2
             VIN(MAX)f          22V(300kHz)                       ( ) ( )( ) PSYNC
                                                                          =               3.2A       1.1       0.042Ω
                                                                                 22V

The RSENSE resistor value can be calculated by using the                  = 434mW

maximum current sense voltage specification with some

accommodation for tolerances:                                which is less than under full-load conditions.

             50mV                                            CIN is chosen for an RMS current rating of at least 3A at

RSENSE    ≤  5.84A      ≈  0.01Ω                             temperature assuming only this channel is on. COUT is

                                                             chosen with an ESR of 0.02Ω for low output ripple. The

Since the output voltage is below 2.4V the output resistive  output ripple in continuous mode will be highest at the

divider will need to be sized to not only set the output     maximum input voltage. The output voltage ripple due to

voltage but also to absorb the SENSE pins specified input    ESR is approximately:

current.                                                          VORIPPLE = RESR(∆IL) = 0.02Ω(1.67A) = 33mVP–P

R1(MAX)                   0.8V      
          =  24k
                        2.4V – VOUT  

                          0.8V      
          =  24K                       =  32k
                        2.4V – 1.8V

                                                                                                                       1628fb

26
                                                                               LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U  SI   U      FOR  W     ATIO        U

PC Board Layout Checklist                                     2. Are the signal and power grounds kept separate? The

When laying out the printed circuit board, the following      combined LTC1628 signal ground pin and the ground

checklist should be used to ensure proper operation of the    return of CINTVCC must return to the combined COUT (–)

LTC1628. These items are also illustrated graphically in      terminals. The path formed by the top N-channel MOSFET,

the layout diagram of Figure 10. The Figure 11 illustrates    Schottky diode and the CIN capacitor should have short

the current waveforms present in the various branches of      leads and PC trace lengths. The output capacitor (–)

the 2-phase synchronous regulators operating in the           terminals should be connected as close as possible to the

continuous mode. Check the following in your layout:          (–) terminals of the input capacitor by placing the capaci-

                                                              tors next to each other and away from the Schottky loop

1. Are the top N-channel MOSFETs M1 and M3 located            described above.

within 1cm of each other with a common drain connection       3. Do the LTC1628 VOSENSE pins resistive dividers con-

at CIN? Do not attempt to split the input decoupling for the  nect to the (+) terminals of COUT? The resistive divider

two channels as it can cause a large resonant loop.           must be connected between the (+) terminal of COUT and

                                                     FLTCPL   RPU

                                                                     VPULL-UP

                            1                     FLTCPL  28         (<7V)

                                RUN/SS1   (PGOOD)*            PGOOD

                            2                             27                           L1       RSENSE

                                SENSE1+           TG1                                                             VOUT1

                            3   SENSE1–           SW1     26

            R2

                            4                             25  CB1              M1      M2

                                VOSENSE1          BOOST1                                        D1

R1

                            5   FREQSET           VIN     24

                            6   STBYMD            BG1     23                                    COUT1

                                                                               RIN                      +

            INTVCC          7   FCB               EXTVCC  22                           CIN

                            8            LTC1628          21                   CVIN                               GND

                                                                                       +

                                ITH1              INTVCC      +                VIN                      +

                            9                             20       CINTVCC

                                SGND              PGND                                          COUT2

                    3.3V    10  3.3VOUT           BG2     19

                            11  ITH2              BOOST2  18                                    D2

                            12                            17  CB2              M3      M4

                                VOSENSE2          SW2

R3          R4              13                            16                                    RSENSE

                                SENSE2–           TG2                                                             VOUT2

                            14                            15                           L2

                                SENSE2+   RUN/SS2

                                                                                                        1628 F10

*PGOOD  ON  THE LTC1628-PG

                            Figure 10. LTC1628 Recommended    Printed Circuit  Layout  Diagram

                                                                                                                         1628fb

                                                                                                                         27
LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U  SI     U  FOR       W  ATIO        U

                                                  SW1     L1  RSENSE1           VOUT1

                                                                                +

                                                  D1          COUT1                              RL1

         VIN

    RIN            +

              CIN

                                                  SW2     L2  RSENSE2           VOUT2

                                                                                +

              BOLD LINES INDICATE                 D2          COUT2                              RL2

              HIGH, SWITCHING

              CURRENT LINES.

              KEEP LINES TO A

              MINIMUM LENGTH.

                                                                                       1628 F11

                                           Figure 11. Branch Current Waveforms

signal ground and a small VOSENSE decoupling capacitor    This capacitor carries the MOSFET drivers current peaks.

should be as close as possible to the LTC1628 SGND pin.   An additional 1µF ceramic capacitor placed immediately

The R2 and R4 connections should not be along the high    next to the INTVCC and PGND pins can help improve noise

current input feeds from the input capacitor(s).          performance substantially.

4. Are the SENSE – and SENSE + leads routed together      6. Is the ITH pin filter capacitor connected close to the IC,

with minimum PC trace spacing? The filter capacitor       between ITH and the signal ground pins? This capacitor

between SENSE + and SENSE – should be as close as         helps to filter the effects of PCB noise and output voltage

possible to the IC. Ensure accurate current sensing with  ripple voltage from the compensaton loop

Kelvin connections at the SENSE resistor.                 7. Keep the switching nodes (SW1, SW2), top gate nodes

5. Is the INTVCC decoupling capacitor connected close to  (TG1, TG2), and boost nodes (BOOST1, BOOST2) away

the IC, between the INTVCC and the power ground pins?     from sensitive small-signal nodes, especially from the

                                                                                                      1628fb

28
                                                                           LTC1628/LTC1628-PG

APPLICATIO  U  SI  U       FOR  W       ATIO   U

opposites channel’s voltage and current sensing feedback        channel due to the phasing of the internal clocks and may

pins. All of these nodes have very large and fast moving        cause minor duty cycle jitter.

signals and therefore should be kept on the “output side”       Short-circuit testing can be performed to verify proper

of the LTC1628 and occupy minimum PC trace area.                overcurrent latchoff, or 5µA can be provided to the RUN/

8. Use a modified “star ground” technique: a low imped-         SS pin(s) by resistors from VIN to prevent the short-circuit

ance, large copper area central grounding point on the          latchoff from occurring.

same side of the PC board as the input and output               Reduce VIN from its nominal level to verify operation of the

capacitors with tie-ins for the bottom of the INTVCC            regulator  in  dropout.   Check    the  operation   of  the

decoupling capacitor, the bottom of the voltage feedback        undervoltage lockout circuit by further lowering VIN while

resistive divider and the SGND pin of the IC.                   monitoring the outputs to verify operation.

PC Board Layout Debugging                                       Investigate whether any problems exist only at higher

Start with one controller on at a time. It is helpful to use a  output currents or only at higher input voltages. If prob-

DC-50MHz current probe to monitor the current in the            lems coincide with high input voltages and low output

inductor while testing the circuit. Monitor the output          currents, look for capacitive coupling between the BOOST,

switching node (SW pin) to synchronize the oscilloscope         SW, TG, and possibly BG connections and the sensitive

to the internal oscillator and probe the actual output          voltage and current pins. The capacitor placed across the

voltage as well. Check for proper performance over the          current sensing pins needs to be placed immediately

operating voltage and current range expected in the appli-      adjacent to the pins of the IC. This capacitor helps to

cation. The frequency of operation should be maintained         minimize the effects of differential noise injection due to

over the input voltage range down to dropout and until the      high frequency capacitive coupling. If problems are en-

output load drops below the low current operation thresh-       countered with high current output loading at lower input

old—typically 10% to 20% of the maximum designed                voltages, look for inductive coupling between CIN, Schottky

current level in Burst Mode operation.                          and the top MOSFET components to the sensitive current

                                                                and voltage sensing traces. In addition, investigate com-

The duty cycle percentage should be maintained from             mon ground path voltage pickup between these compo-

cycle to cycle in a well-designed, low noise PCB imple-         nents and the SGND pin of the IC.

mentation. Variation in the duty cycle at a subharmonic         An embarrassing problem, which can be missed in an

rate can suggest noise pickup at the current or voltage         otherwise properly working switching regulator, results

sensing inputs or inadequate loop compensation. Over-           when the current sensing leads are hooked up backwards.

compensation of the loop can be used to tame a poor PC          The output voltage under this improper hookup will still be

layout if regulator bandwidth optimization is not required.     maintained but the advantages of current mode control

Only after each controller is checked for their individual      will not be realized. Compensation of the voltage loop will

performance should both controllers be turned on at the         be much more sensitive to component selection. This

same time. A particularly difficult region of operation is      behavior can be investigated by temporarily shorting out

when one controller channel is nearing its current com-         the current sensing resistor—don’t worry, the regulator

parator trip point when the other channel is turning on its     will still maintain control of the output voltage.

top MOSFET. This occurs around 50% duty cycle on either

                                                                                                                        1628fb

                                                                                                                    29
LTC1628/LTC1628-PG

TYPICAL APPLICATIO                                      U

       59k                                                                                  1M

                                                                 FLTCPL      100k  VPULL-UP                MBRS1100T3                         +

                                                                                   (<7V)                   T1, 1:1.8                    33µF

                                           1   RUN/SS1     FLTCPL*       28       PGOOD                       10µH                      25V

                                                           (PGOOD)

0.1µF                                      2   SENSE1+                   27                                             0.015Ω                                        VOUT1

                                                                 TG1                                                                                                  5V

180pF                     1000pF                                                                                                                                      3A; 4A PEAK

                                           3   SENSE1–           SW1     26                                                                             8

            105k, 1%                                                                                                                                               5

                                           4                             25        0.1µF            M1        M2        D1                       LT1121               ON/OFF

                                               VOSENSE1          BOOST1                                                 MBRM

20k                                                                                                                     140T3                 3  2              1

1%                                         5                             24                                                                            220k           VOUT2

                        INTVCC                 FREQSET           VIN                                                                                                  12V

                                           6                             23                                                                                           120mA

                                               STBYMD            BG1                                                   150µF, 6.3V                           +

                                                                                                    10Ω       22µF     PANASONIC SP                   100k            1µF

33pF            0.01µF                     7                             22        CMDSH-3TR                  50V             +                                       25V

                                               FCB               EXTVCC

                                                        LTC1628                                     0.1µF                                                          GND

                                           8   ITH1              INTVCC  21                                                   +

15k                                                                          1µF         +

                                   1000pF  9                             20  10V          4.7µF                        180µF, 4V

                                               SGND              PGND                                                  PANASONIC SP              VIN

33pF                                       10                            19              CMDSH-3TR                                               7V TO

                                3.3V           3.3VOUT           BG2                                                                             28V

                                           11                            18                                             D2

                                               ITH2              BOOST2                                                 MBRM

15k                                1000pF                                                0.1µF      M3        M4        140T3

                                           12  VOSENSE2          SW2     17

20k

1%                                         13  SENSE2–                   16                                                                      VOUT2

                                                                 TG2                                                                             3.3V

                63.4k     1000pF                                                                              L1       0.01Ω                     5A; 6A PEAK

                1%                         14  SENSE2+     RUN/SS2       15                                   6.3µH

180pF

       0.1µF

                                                                                                                              1628 F12

VIN: 7V TO 28V                                 *PGOOD ON THE LTC1628-PG

VOUT: 5V, 3A/3.3V, 6A, 12V, 150mA

SWITCHING FREQUENCY = 300kHz

MI, M2, M3, M4: NDS8410A

L1: SUMIDA CEP123-6R3MC

T1: 10µH 1:1.8 — DALE LPE6562-A262 GAPPED E-CORE OR BH ELECTRONICS #501-0657 GAPPED TOROID

                                   Figure 12. LTC1628 High Efficiency Low Noise 5V/3A,              3.3V/5A,  12/120mA  Regulator

                                                                                                                                                                           1628fb

30
                                                                                                                        LTC1628/LTC1628-PG

PACKAGE DESCRIPTIO                                         U       (For  purposes         of clarity, drawings are not           to scale)

                                                                                          G Package

                                                                         28-Lead          Plastic SSOP (0.209)

                                                                                    (LTC  DWG # 05-08-1640)

                                                                                                                                                                 10.07 – 10.33*

                 5.20 – 5.38**                                                                                                                                   (0.397 – 0.407)

                 (0.205 – 0.212)                                                                                    1.73 – 1.99  28  27     26  25  24 23 22 21 20 19                 18  17  16     15

                                                                                                       (0.068 – 0.078)

                                                0° – 8°

                                                                                                                                                                                                         7.65 – 7.90

                                                           0.65                                                                                                                                          (0.301 – 0.311)

0.13 – 0.22      0.55 – 0.95                             (0.0256)

(0.005 – 0.009)  (0.022 – 0.037)                           BSC                                         0.05 – 0.21

                                                                   0.25 – 0.38                         (0.002 – 0.008)

NOTE: DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS                                (0.010 – 0.015)

*DIMENSIONS DO NOT INCLUDE MOLD FLASH. MOLD FLASH

SHALL NOT EXCEED 0.152mm (0.006") PER SIDE                                                                                       1   2      3   4             5  6  7   8   9     10  11  12  13     14  G28 SSOP 1098

**DIMENSIONS DO NOT INCLUDE INTERLEAD FLASH. INTERLEAD

FLASH SHALL NOT EXCEED 0.254mm (0.010") PER SIDE

                                                                                    UH32 Package

                                                                   32-Lead Plastic QFN (5mm × 5mm)

                                                                         (Reference LTC DWG # 05-08-1693)

                                                                                    0.57 ±0.05

5.35 ±0.05

4.20 ±0.05

                 3.45 ±0.05

                 (4 SIDES)

                                                                                    PACKAGE OUTLINE

                                                                   0.23 ± 0.05

                                                                   0.50 BSC

                                  RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT                                                                  BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD

                                                5.00 ± 0.10                               0.75 ± 0.05                            R = 0.115                                            0.40 ± 0.10

                                                (4 SIDES)                                                                            TYP

                                                                                                       0.00 – 0.05                                                  31  32

                                         PIN 1

                                         TOP MARK                                                                                                                                     1

                                                                                                                                                                                      2

                                                                                                       3.45 ± 0.10

                                                                                                       (4-SIDES)

                                                                                                                                                                                      (UH) QFN 0102

                                                                                                       0.200 REF                                                        0.23 ± 0.05

                                  NOTE:                                                                                                                             0.50 BSC

                                  1. DRAWING PROPOSED TO INCLUDE JEDEC PACKAGE OUTLINE

                                  M0-220 VARIATION WHHD-(X) (TO BE APPROVED)

                                  2. DRAWING NOT TO SCALE

                                  3. ALL DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS

                                  4. DIMENSIONS OF EXPOSED PAD ON BOTTOM OF PACKAGE DO NOT INCLUDE

                                  MOLD FLASH. MOLD FLASH, IF PRESENT, SHALL NOT EXCEED 0.20mm ON ANY SIDE

                                  5. EXPOSED PAD SHALL BE SOLDER PLATED

                                                                                                                                                                                                                        1628fb

                                            Information furnished by Linear Technology Corporation is believed to be accurate and reliable.                                                              31

                                            However, no responsibility is assumed for its use. Linear Technology Corporation makes no represen-

                                            tation that the interconnection of its circuits as described herein will not infringe on existing patent rights.
LTC1628/LTC1628-PG

TYPICAL APPLICATIO                                   U

                                                                               FLTCPL           VPULL-UP

                                                         1                             28       (<7V)

                                                             RUN/SS1   FLTCPL*             PGOOD                                 L1

                                                                       (PGOOD)                                                   8µH

                 0.1µF                                   2   SENSE1+                   27                                                0.015Ω             VOUT1

                                                                               TG1                                                                          5V

                 27pF           105k    1000pF           3                             26                                                                   3A; 4A PEAK

                                   1%                        SENSE1–           SW1

                                                         4                             25       0.1µF                  M1A       M1B     D1

                                                             VOSENSE1          BOOST1                                                    MBRM

                 20k                                                                                                                     140T3

                 1%                     INTVCC           5   FREQSET           VIN     24

                                                         6                             23                                                47µF

                                                             STBYMD            BG1                                                       6.3V

                 33pF                                                                                                  10Ω       22µF              +

                            0.01µF                       7                             22       CMDSH-3TR                        50V

                                                             FCB               EXTVCC

                                                                      LTC1628                                          0.1µF                                GND

                                                         8   ITH1              INTVCC  21

                                                                                           1µF    +                                                +

                 15k                    220pF            9                             20  10V         4.7µF

                 33pF                                        SGND              PGND                                                      56µF, 4V           VIN

                                                         10                            19         CMDSH-3TR                                                 5.2V TO

                                               3.3V          3.3VOUT           BG2                                                                          28V

                                                         11                            18                                                D2

                                                             ITH2              BOOST2                                                    MBRM

                 15k                    220pF                                                     0.1µF                M2A       M2B     140T3

                                                         12  VOSENSE2          SW2     17

                 20k

                 1%                                      13  SENSE2–                   16                                                                   VOUT2

                                                                               TG2                                                                          3.3V

                            63.4k       1000pF                                                                                   L2      0.015Ω             3A; 4A PEAK

                 27pF              1%                    14  SENSE2+   RUN/SS2         15                                        8µH

                         0.1µF

                                                                                                                                         1628 F13

                 VIN: 5.2V TO 28V              SWITCHING FREQUENCY = 300kHz            L1, L2: 8µH SUMIDA CEP1238R0MC            *PGOOD  ON THE LTC1628-PG

                 VOUT: 5V, 4A/3.3V, 4A         MI, M2: FDS8936A                        OUTPUT CAPACITORS: PANASONIC SP SERIES

                                                             Figure 13. LTC1628 5V/4A, 3.3V/4A Regulator

RELATED PARTS

PART NUMBER      DESCRIPTION                                                                                           COMMENTS

LTC1159          Synchronous Step-Down Switching Regulator                                                             100% DC, Logic Level MOSFETs, VIN < 40V

LTC1438/LTC1439  Dual Low Noise Synchronous Step-Down Switching Regulators                                             POR, Auxiliary Regulator

LTC1538-AUX      Dual Low Noise Synchronous Step-Down Switching Regulator                                              Auxiliary Regulator, 5V Standby

LTC1539          Dual Low Noise Synchronous Step-Down Switching Regulator                                              5V Standby, POR, Low-Battery, Aux Regulator

LTC1530          High Power Step-Down Synchronous DC/DC Controller in SO-8                                             High Efficiency 5V to 3.3V Conversion at Up to 15A

LTC1625/LTC1775  No RSENSETM Current Mode Synchronous Step-Down Controller                                             97% Efficiency, No Sense Resistor, 16-Pin SSOP

LTC1629/LTC3729  20A to 200A PolyPhaseTM Synchronous Controller/LTC3729: 550kHz                                        Expandable from 2-Phase to 12-Phase, All Surface Mount

                                                                                                                       Components, No Heat Sink, SSOP and QFN Packages

LTC1702          No RSENSE 2-Phase Dual Synchronous Step-Down Controller                                               550kHz, No Sense Resistor

LTC1703          No RSENSE 2-Phase Dual Synchronous Step-Down Controller                                               Mobile Pentium® III Processors, 550kHz,

                 with 5-Bit Mobile VID Control                                                                         VIN ≤ 7V

LT1709           2-Phase Synchronous Step-Down Switching Regulator                                                     1.3V ≤ VOUT ≤ 3.5V, Current Mode Ensures

                 with 5-Bit VID                                                                                        Accurate Current Sharing, 3.5V ≤ VIN ≤ 36V

LTC1735          Synchronous Step-Down Switching Regulator                                                             Output Fault Protection, 16-Pin SSOP

LTC1736          Synchronous Controller with 5-Bit Mobile VID Control                                                  Output Fault Protection, 24-Pin SSOP,

                                                                                                                       3.5V ≤ VIN ≤ 36V

LTC1929          2-Phase Synchronous Controller                                                                        Up to 42A, Uses All Surface Mount Components,

                                                                                                                       No Heat Sink, 3.5V ≤ VIN ≤ 36V

LTC3728          550kHz, Dual, 2-Phase Synchronous Step-Down Controller                                                Faster Switching Frequency Version of the LTC1628,

                                                                                                                       SSOP and QFN Packages, Small Inductors

Adaptive Power, No RSENSE and PolyPhase are trademarks of Linear Technology Corporation.                               Pentium is a registered trademark of Intel Corporation.

                                                                                                                                                                                1628fb

32       Linear Technology Corporation                                                                                                             LT/TP 0302 1.5K REV B • PRINTED IN USA

         1630 McCarthy Blvd., Milpitas, CA 95035-7417

         (408) 432-1900  q  FAX:       (408)   434-0507  q   www.linear.com                                                              © LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 1998
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LTC1628IUH    LTC1628IG  LTC1628CG-PG#TR    LTC1628IUH#PBF  LTC1628IG#PBF  LTC1628CG-PG#TRPBF

LTC1628IG-PG   LTC1628IG#TRPBF   LTC1628CG  LTC1628CG#TRPBF  LTC1628CUH#PBF  LTC1628IG-PG#TRPBF

LTC1628IG-PG#PBF  LTC1628CG#PBF  LTC1628IUH#TRPBF  LTC1628CUH#TR     LTC1628CG-PG

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