厂商名称:National Semiconductor(TI )



1 A 开关控制器, 1000 kHz 开关 最大频率, PDSO10


LM3481功能数量 1
LM3481端子数量 10
LM3481额定输入电压 12 V
LM3481最大限制输入电压 48 V
LM3481最小限制输入电压 2.97 V
LM3481最大工作温度 125 Cel
LM3481最小工作温度 -40 Cel
LM3481加工封装描述 MSOP-10
LM3481包装形状 矩形的
LM3481表面贴装 Yes
LM3481端子形式 GULL WING
LM3481端子间距 0.5000 mm
LM3481包装材料 塑料/环氧树脂
LM3481控制模式 PEAK 电流
LM3481控制技术 脉冲 宽度 MODULATION
LM3481最大输出电流 1 A
LM3481模拟IC其它类型 开关控制器
LM3481交换机配置 BOOST
LM3481最大开关频率 1000 kHz


                                                                                            November 16, 2007               LM3481 High Efficiency Low-Side N-Channel Controller for Switching Regulators

High Efficiency Low-Side N-Channel Controller for
Switching Regulators

General Description                                             Key Specifications

The LM3481 is a versatile Low-Side N-FET high performance        Wide supply voltage range of 2.97V to 48V
controller for switching regulators. It is suitable for use in   100 kHz to 1 MHz Adjustable and Synchronizable clock
topologies requiring a low-side FET, such as boost, flyback,
SEPIC, etc. The LM3481 can be operated at extremely high            frequency
switching frequencies in order to reduce the overall solution
size. The switching frequency of the LM3481 can be adjusted      1.5% (over temperature) internal reference
to any value between 100 kHz and 1 MHz by using a single         10 A shutdown current (over temperature)
external resistor or by synchronizing it to an external clock.
Current mode control provides superior bandwidth and tran-      Features
sient response in addition to cycle-by-cycle current limiting.
Current limit can be programmed with a single external resis-    10-lead MSOP package
tor.                                                             Internal push-pull driver with 1A peak current capability
                                                                 Current limit and thermal shutdown
The LM3481 has built in protection features such as thermal      Frequency compensation optimized with a capacitor and
shutdown, short-circuit protection and over voltage protec-
tion. Power saving shutdown mode reduces the total supply           a resistor
current to 5A and allows power supply sequencing. Internal
soft-start limits the inrush current at start-up.                Internal softstart
                                                                 Current Mode Operation
                                                                 Adjustable Undervoltage Lockout with Hysteresis
                                                                 Pulse Skipping at Light Loads


                                                                 Distributed Power Systems
                                                                 Notebook, PDA, Digital Camera, and other Portable


                                                                 Offline Power Supplies
                                                                 Set-Top Boxes

Typical Application Circuit

                                                                   Typical SEPIC Converter  201365a5

2007 National Semiconductor Corporation 201365                                       
LM3481  Connection Diagram


                                        10-Lead Mini SOIC Package (MSOP-10 Package)

        Package Marking and Ordering Information

                          Order Number  Package Type  Package Marking            Supplied As:
                            LM3481MM       MSOP-10            SJPB     1000 units on Tape and Reel
                           LM3481MMX       MSOP-10            SJPB     3500 units on Tape and Reel

        Pin Description

                            Pin Name    Pin Number                                       Description
                                ISEN           1
                              UVLO             2    Current sense input pin. Voltage generated across an external sense
                                                    resistor is fed into this pin.
                              COMP             3
                                 FB            4    Under voltage lockout pin. A resistor divider from VIN to ground is
                                               5    connected to the UVLO pin. The ratio of these resistances determine
                              AGND             6    the input voltage which allows switching and the hysteresis to disable
                          FA/SYNC/SD                switching.
                              PGND             8    Compensation pin. A resistor and capacitor combination connected to
                                DR             9    this pin provides compensation for the control loop.
                                VCC           10
                                VIN                 Feedback pin. Inverting input of the error amplifier.

                                                    Analog ground pin. Internal bias circuitry reference. Should be
                                                    connected to PGND at a single point.

                                                    Frequency adjust, synchronization, and shutdown pin. A resistor
                                                    connected from this pin to ground sets the oscillator frequency. An
                                                    external clock signal at this pin will synchronize the controller to the

                                                    frequency of the clock. A high level on this pin for  30 s will turn the

                                                    device off and the device will then draw 5 A from the supply typically.

                                                    Power ground pin. External power circuitry reference. Should be
                                                    connected to AGND at a single point.

                                                    Drive pin of the IC. The gate of the external MOSFET should be
                                                    connected to this pin.

                                                    Driver supply voltage pin. Typically a capacitor is tied from the VCC pin
                                                    to ground.

                                                    Power supply input pin.                              2
Absolute Maximum Ratings (Note 1)                              Storage Temperature Range          -65C to +150C             LM3481
If Military/Aerospace specified devices are required,          Junction Temperature
please contact the National Semiconductor Sales Office/                                                           2 kV
Distributors for availability and specifications.              ESD Susceptibilty
                                                               Human Body Model (Note 2)                        215C
VIN pin Voltage                         -0.4V to 50V           Lead Temperature                                 220C
FB Pin Voltage                           -0.4V to 6V
FA/SYNC/SD Pin Voltage                   -0.4V to 6V              MM Package
COMP Pin Voltage                         -0.4V to 6V              Vapor Phase (60 sec.)
UVLO Pin Voltage                         -0.4V to 6V              Infared (15 sec.)
VCC Pin Voltage                          -0.4V to 6V
DR Pin Voltage                           -0.4V to 6V           Operating Ratings (Note 1)
ISEN Pin Voltage
Peak Driver Output Current        0.4V to 600 mV              Supply Voltage                         2.97V to 48V
Power Dissipation                                 1.0A         Junction Temperature Range        -40C to +125C
                                                               Switching Frequency
                                  Internally Limited           Range                            100 kHz to 1 MHz

Electrical Characteristics

VIN=12V, RFA=40 k unless otherwise indicated under the Conditions column. Typicals and limits appearing in plain type apply
for TJ = 25C. Limits appearing in boldface type apply over the full Operating Temperature Range (-40C to 125C). Datasheet
min/max specification limits are guaranteed by design, test, or statistical analysis. (Notes 3, 4)

Symbol     Parameter                            Conditions     Min    Typical              Max    Units

VFB        Feedback Voltage       VCOMP = 1.4V,                1.256  1.275                1.294  V
           Feedback Voltage Line  2.97  VIN  48V                      0.003                       %/V
                                  2.97  VIN  48V

VLOAD      Output Voltage Load    IEAO Source/Sink                    0.5                        %/V

VUVLOSEN   Undervoltage Lockout   VUVLO Ramping Down           1.345  1.430                1.517  V
           Reference Voltage

IUVLO      UVLO Source Current    Enabled                      3      5                    6      A
VUVLOSD    UVLO Shutdown Voltage
ICOMP      COMP pin Current Sink  VFB = 0V                            0.7                         V
VCOMP                             VFB = 1.275V
           Nominal Switching      RFA = 40 k                          640                         A
fnom       Frequency
                                                                      1                           V

                                                               406    475                  550    kHz

           Threshold for          Synchronization Voltage
Vsync-HI   Synchronization on                                         1.4                         V

           FA/SYNC/SD pin

Vsync-LOW  Threshold for          Synchronization Voltage             0.7                         V
           Synchronization on     Falling
           FA/SYNC/SD pin

RDS1 (ON)  Driver Switch On       IDR = 0.2A, VIN= 5V                 4                           
           Resistance (top)

RDS2 (ON)  Driver Switch On       IDR = 0.2A                          2                           
           Resistance (bottom)

VDR (max)  Maximum Drive Voltage  VIN < 6V                            VIN                         V
Dmax       Swing(Note 6)
tmin (on)                         VIN  6V                             6
ISUPPLY    Maximum Duty Cycle
                                                                      85                          %
           Minimum On Time                                            250                         ns

           Supply Current (switching) (Note 8)                        3.7                  5.0    mA

           Quiescent Current in   VFA/SYNC/SD = 3V(Note 9),           9                    15
           Shutdown Mode          VIN = 12V
                                  VFA/SYNC/SD = 3V(Note 9),
                                  VIN = 5V                            5                    10

LM3481    Symbol          Parameter                   Conditions            Min   Typical  Max   Units
        VSENSE                                                              100     160    190    mV
        VSC        Current Sense Threshold                                  157            275    mV
        VSL        Voltage                                                          220           mV
                                                                             26            135
        VOVP       Over Load Current Limit                                   28      90    106    mV
                   Sense Voltage                                            216            690
        VOVP(HYS)                                                            35      85     66    mV
        Gm         Internal Compensation                                    475            837   mho
        AVOL       Ramp Voltage                                              31      70    100
                                                                            2.45           2.93   V/V
        IEAO       Output Over-voltage                                      0.32    450    0.90
        VEAO       Protection (with respect to VCOMP = 1.4V                 0.40     60    1.40   A
                   feedback voltage) (Note 7)
        tSS                                                                         640            V
        tr         Output Over-Voltage      VCOMP = 1.4V                             65
        tf         Protection Hysteresis                                                           V
        VSD                                                                         2.70          ms
        ISD        Error Amplifier          VCOMP = 1.4V                                           ns
        TSD        Transconductance                                                 0.60           ns
        Tsh                                                                          15            V
        JA         Error Amplifier Voltage  VCOMP = 1.4V                             25            V
                   Gain                     IEAO = 100 A (Source/Sink)              25           A
                                                                                    1.31           C
                   Error Amplifier Output   Source, VCOMP = 1.4V, VFB =             0.68           C
                   Current (Source/ Sink)   1.1V                                     -1          C/W
                                            Sink, VCOMP = 1.4V, VFB = 1.4V          165
                                            Upper Limit                             200

                   Error Amplifier Output   VFB = 0V
                   Voltage Swing            COMP Pin Floating

                                            Lower Limit

                                            VFB = 1.4V

                   Internal Soft-Start Delay VFB = 1.2V, COMP Pin Floating

                   Drive Pin Rise Time      Cgs = 3000 pf, VDR = 0V to 3V

                   Drive Pin Fall Time      Cgs = 3000 pf, VDR = 3V to 0V

                   Shutdown signal threshold Output = High (Shutdown)

                   (Note 5) FA/SYNC/SD pin Output = Low (Enable)

                   Shutdown Pin Current     VSD = 5V
                   FA/SYNC/SD pin           VSD = 0V

                   Thermal Shutdown

                   Thermal Shutdown

                   Thermal Resistance       MM Package                                          4
Note 1: Absolute Maximum Ratings are limits beyond which damage to the device may occur. Operating Ratings indicates conditions for which the device is                                                                  LM3481
intended to be functional, but does not guarantee specific performance limits. For guaranteed specifications and test conditions, see the Electrical Characteristics.
The guaranteed specifications apply only for the test conditions.

Note 2: The human body model is a 100 pF capacitor discharged through a 1.5k resistor into each pin.
Note 3: All limits are guaranteed at room temperature (standard type face) and at temperature extremes (bold type face). All room temperature limits are 100%
tested. All limits at temperature extremes are guaranteed via correlation using standard Statistical Quality Control (SQC) methods. All limits are used to calculate
Average Outgoing Quality Level (AOQL).

Note 4: Typical numbers are at 25C and represent the most likely norm.

Note 5: The FA/SYNC/SD pin should be pulled to VIN through a resistor to turn the regulator off. The voltage on the FA/SYNC/SD pin must be above the max
limit for the Output = High longer than 30 s to keep the regulator off and must be below the minimum limit for Output = Low to keep the regulator on.

Note 6: The drive pin voltage, VDR, is equal to the input voltage when input voltage is less than 6V. VDR is equal to 6V when the input voltage is greater than or
equal to 6V.

Note 7: The over-voltage protection is specified with respect to the feedback voltage. This is because the over-voltage protection tracks the feedback voltage.
The over-voltage threshold can be calculated by adding the feedback voltage (VFB) to the over-voltage protection specification.
Note 8: For this test, the FA/SYNC/SD Pin is pulled to ground using a 40 k resistor .
Note 9: For this test, the FA/SYNC/SD Pin is pulled to 3V using a 40 k resistor.

Typical Performance Characteristics Unless otherwise specified, VIN = 12V, TJ = 25C.

Comp Pin Voltage vs. Load Current                                                                             Switching Frequency vs. RFA

                                                                                                    20136546                                                                                                   20136547

Efficiency vs. Load Current (3.3VIN and 12VOUT)                                                               Efficiency vs. Load Current (5VIN and 12VOUT)

20136548                                                                                                                                   20136549

LM3481  Efficiency vs. Load Current (9VIN and 12VOUT)                                                                    Frequency vs. Temperature

                                                                                                      20136550                                                                                                      201365a7

        COMP Pin Source Current vs. Temperature                                                                          ISupply vs. Input Voltage (Non-Switching)

                                                                                                               20136552                                                                                                        20136553

                          ISupply vs. Input Voltage (Switching)                                                          Shutdown Threshold Hysteresis vs. Temperature

                          20136554                                                                                                                  20136556                       6
Drive Voltage vs. Input Voltage                                                                         Short Circuit Protection vs. VIN                                                                                 LM3481

                                                                                              20136557                                                                                                         20136558

Current Sense Threshold vs. Input Voltage                                                               Compensation Ramp Amplitude vs. Input Voltage

                                                                                     20136559                                             20136560

Minimum On-Time vs. Temperature


LM3481  Functional Block Diagram

        Functional Description                                                                                                                                                                      20136506

        The LM3481 uses a fixed frequency, Pulse Width Modulated                The voltage sensed across the sense resistor generally con-
        (PWM), current mode control architecture. In a typical appli-           tains spurious noise spikes, as shown in Figure 1. These
        cation circuit, the peak current through the external MOSFET            spikes can force the PWM comparator to reset the RS latch
        is sensed through an external sense resistor. The voltage               prematurely. To prevent these spikes from resetting the latch,
        across this resistor is fed into the ISEN pin. This voltage is then     a blank-out circuit inside the IC prevents the PWM comparator
        level shifted and fed into the positive input of the PWM com-           from resetting the latch for a short duration after the latch is
        parator. The output voltage is also sensed through an external          set. This duration, called the blank-out time, is typically 250
        feedback resistor divider network and fed into the error am-            ns and is specified as tmin (on) in the electrical characteristics
        plifier (EA) negative input (feedback pin, FB). The output of           section.
        the error amplifier (COMP pin) is added to the slope compen-
        sation ramp and fed into the negative input of the PWM                  Under extremely light load or no-load conditions, the energy
        comparator.                                                             delivered to the output capacitor when the external MOSFET
                                                                                is on during the blank-out time is more than what is delivered
        At the start of any switching cycle, the oscillator sets the RS         to the load. An over-voltage comparator inside the LM3481
        latch using the SET/Blank-out and switch logic blocks. This             prevents the output voltage from rising under these conditions
        forces a high signal on the DR pin (gate of the external MOS-           by sensing the feedback (FB pin) voltage and resetting the
        FET) and the external MOSFET turns on. When the voltage                 RS latch. The latch remains in a reset state until the output
        on the positive input of the PWM comparator exceeds the                 decays to the nominal value. Thus the operating frequency
        negative input, the RS latch is reset and the external MOSFET           decreases at light loads, resulting in excellent efficiency.
        turns off.                                                     8


FIGURE 1. Basic Operation of the PWM comparator

OVER VOLTAGE PROTECTION                                                falling slopes, Mon and -Moff respectively. Where Mon is the
                                                                       inductor slope during the switch on-time and -Moff is the in-
The LM3481 has over voltage protection (OVP) for the output            ductor slope during the switch off-time and are related to M1
voltage. OVP is sensed at the feedback pin (FB). If at anytime         and -M2 by:
the voltage at the feedback pin rises to VFB + VOVP, OVP is
triggered. See the electrical characteristics section for limits                                    M1 = Mon x RSEN
on VFB and VOVP.                                                                                  -M2 = -Moff x RSEN
OVP will cause the drive pin (DR) to go low, forcing the power         For the boost topology:
MOSFET off. With the MOSFET off, the output voltage will
drop. The LM3481 will begin switching again when the feed-                                            Mon = VIN / L
back voltage reaches VFB + (VOVP - VOVP(HYS)). See the elec-                                    -Moff = (VIN - VOUT) / L
trical characteristics section for limits on VOVP(HYS).
The internal bias of the LM3481 comes from either the internal                                   M1 = [VIN / L] x RSEN
bias voltage generator as shown in the block diagram or di-                               -M2 = [(VIN - VOUT) / L] x RSEN
rectly from the voltage at the VIN pin. At input voltages lower                            M2 = [(VOUT - VIN) / L] x RSEN
than 6V the internal IC bias is the input voltage and at voltages      Current mode control has an inherent instability for duty cy-
above 6V the internal bias voltage generator of the LM3481             cles greater than 50%, as shown in Figure 2, where the control
provides the bias.                                                     signal slope, MC, equals zero. In Figure 2, a small increase in
                                                                       the load current causes the sampled signal to increase by
SLOPE COMPENSATION RAMP                                                Vsamp0. The effect of this load change, Vsamp1, at the end
                                                                       of the first switching cycle is :
The LM3481 uses a current mode control scheme. The main
advantages of current mode control are inherent cycle-by-cy-           From the above equation, when D > 0.5, Vsamp1 will be
cle current limit for the switch and simpler control loop char-        greater than Vsamp0. In other words, the disturbance is di-
acteristics. It is easy to parallel power stages using current         vergent. So a very small perturbation in the load will cause
mode control since current sharing is automatic. However               the disturbance to increase. To ensure that the perturbed sig-
there is a natural instability that will occur for duty cycles, D,     nal converges we must maintain:
greater than 50% if additional slope compensation is not ad-
dressed as described below.

The current mode control scheme samples the inductor cur-
rent, IL, and compares the sampled signal, Vsamp, to a inter-
nally generated control signal, Vc. The current sense resistor,
RSEN, as shown in Figure 5, converts the sampled inductor
current, IL, to the voltage signal, Vsamp, that is proportional to
IL such that:

                            Vsamp = IL x RSEN

The rising and falling slopes, M1 and -M2 respectively, of
Vsamp are also proportional to the inductor current rising and



                          FIGURE 2. Sub-Harmonic Oscillation for D>0.5


                          FIGURE 3. Compensation Ramp Avoids Sub-Harmonic Oscillation

        To prevent the sub-harmonic oscillations, a compensation             increases the amplitude of the compensation ramp as shown
        ramp is added to the control signal, as shown in Figure 3.           in Figure 4.

        With the compensation ramp, Vsamp1 and the convergence
        criteria are expressed by,

        The compensation ramp has been added internally in the                                                                                                                     201365a1
        LM3481. The slope of this compensation ramp has been se-
        lected to satisfy most applications, and it's value depends on       FIGURE 4. Additional Slope Compensation Added Using
        the switching frequency. This slope can be calculated using                                  External Resistor RSL
        the formula:
                                       MC = VSL x fS
                                                                                                           VSL = K x RSL
        In the above equation, VSL is the amplitude of the internal          K = 40 A typically and changes slightly as the switching fre-
        compensation ramp and fS is the controller's switching fre-          quency changes. Figure 6 shows the effect the current K has
        quency. Limits for VSL have been specified in the electrical         on VSLand different values of RSL as the switching frequency
        characteristics section.                                             changes.
                                                                             A more general equation for the slope compensation ramp,
        In order to provide the user additional flexibility, a patented      MC, is shown below to include VSL caused by the resistor
        scheme has been implemented inside the IC to increase the            RSL.
        slope of the compensation ramp externally, if the need arises.
        Adding a single external resistor, RSL(as shown in Figure 5)                                  MC = (VSL + VSL) x fS                                                 10
It is good design practice to only add as much slope com-                                                                       FREQUENCY ADJUST/SYNCHRONIZATION/SHUTDOWN                         LM3481
pensation as needed to avoid subharmonic oscillation. Addi-
tional slope compensation minimizes the influence of the                                                                        The switching frequency of the LM3481 can be adjusted be-
sensed current in the control loop. With very large slope com-                                                                  tween 100 kHz and 1 MHz using a single external resistor.
pensation the control loop characteristics are similar to a                                                                     This resistor must be connected between the FA/SYNC/SD
voltage mode regulator which compares the error voltage to                                                                      pin and ground, as shown in Figure 7. Please refer to the typ-
a saw tooth waveform rather than the inductor current.                                                                          ical performance characteristics to determine the value of the
                                                                                                                                resistor required for a desired switching frequency.

                                                                                                                                The following equation can also be used to estimate the fre-
                                                                                                                                quency adjust resistor.

                                                                                                                                Where fS is in kHz and RFA in k.

                                                                                                                  20136513      The LM3481 can be synchronized to an external clock. The
                                                                                                                                external clock must be connected between the FA/SYNC/SD
FIGURE 5. Increasing the Slope of the Compensation                                                                              pin and ground, as shown in Figure 8. The frequency adjust
                                 Ramp                                                                                           resistor may remain connected while synchronizing a signal,
                                                                                                                                therefore if there is a loss of signal, the switching frequency
                                                                                                                                will be set by the frequency adjust resistor.

                                                                                                                                It is also necessary to have the width of the synchronization
                                                                                                                                pulse narrower than the duty cycle of the converter and to

                                                                                                                                have the synchronization pulse width  300 ns.

                                                                                                                                The FA/SYNC/SD pin also functions as a shutdown pin. If a
                                                                                                                                high signal (refer to the electrical characteristics section for
                                                                                                                                definition of high signal) appears on the FA/SYNC/SD pin, the
                                                                                                                                LM3481 stops switching and goes into a low current mode.
                                                                                                                                The total supply current of the IC reduces to 5 A, typically,
                                                                                                                                under these conditions.

                                                                                                                                Figure 9 and Figure 10 shows an implementation of a shut-
                                                                                                                                down function when operating in frequency adjust mode and
                                                                                                                                synchronization mode respectively. In frequency adjust
                                                                                                                                mode, connecting the FA/SYNC/SD pin to ground forces the
                                                                                                                                clock to run at a certain frequency. Pulling this pin high shuts
                                                                                                                                down the IC. In frequency adjust or synchronization mode, a
                                                                                                                                high signal for more than 30 s shuts down the IC.





                          FIGURE 7. Frequency Adjust


                          FIGURE 8. Frequency Synchronization


                          FIGURE 9. Shutdown Operation in Frequency Adjust Mode

                                                                                                                                                                                     20136517  FIGURE 10. Shutdown Operation in Synchronization Mode

Under Voltage Lockout (UVLO) Pin                                                                                                 If the UVLO pin function is not desired, select R8 and R7 of       LM3481
                                                                                                                                 equal magnitude greater than 100 k. This will allow VIN to
The UVLO pin provides user programmable enable and shut-                                                                         be in control of the UVLO thresholds. The UVLO pin may also
down thresholds. The UVLO pin is compared to an internal                                                                         be used to implement the enable/disable function. If a signal
reference of 1.43V (typical), and a resistor divider programs                                                                    pulls the UVLO pin below the 1.43V (typical) threshold, the
the enable threshold, VEN. When the IC is enabled, a 5 A                                                                         converter will be disabled.
current is sourced out of the UVLO pin, which effectively
causes a hysteresis, and the UVLO shutdown threshold,                                                                            Short Circuit Protection
VSH, is now lower than the enable threshold. Setting these
thresholds requires two resistors connected from the VIN pin                                                                     When the voltage across the sense resistor (measured on the
to the UVLO pin and from the UVLO pin to GND (see Figure                                                                         ISEN Pin) exceeds 220 mV, short-circuit current limit gets ac-
11). Select the desired enable, VEN, and UVLO shutdown,                                                                          tivated. A comparator inside the LM3481 reduces the switch-
VSH, threshold voltages and use the following equations to                                                                       ing frequency by a factor of 8 and maintains this condition until
determine the resistance values:                                                                                                 the short is removed.

                                                                                                                   20136596      load and output capacitor. The ratio of these two cycles de-
                                                                                                                                 termines the output voltage. The output voltage is defined as:
            FIGURE 11. UVLO Pin Resistor Divider
                                                                                                                                 (ignoring the voltage drop across the MOSFET and the
Typical Applications                                                                                                             diode), or

The LM3481 may be operated in either continuous or discon-                                                                       where D is the duty cycle of the switch, VD1 is the forward
tinuous conduction mode. The following applications are de-                                                                      voltage drop of the diode, and VQ is the drop across the MOS-
signed for continuous conduction operation. This mode of                                                                         FET when it is on. The following sections describe selection
operation has higher efficiency and lower EMI characteristics                                                                    of components for a boost converter.
than the discontinuous mode.

The most common topology for the LM3481 is the boost or
step-up topology. The boost converter converts a low input
voltage into a higher output voltage. The basic configuration
for a boost regulator is shown in Figure 12. In continuous
conduction mode (when the inductor current never reaches
zero at steady state), the boost regulator operates in two cy-
cles. In the first cycle of operation, MOSFET Q is turned on
and energy is stored in the inductor. During this cycle, diode
D1 is reverse biased and load current is supplied by the output
capacitor, COUT.
In the second cycle, MOSFET Q is off and the diode is forward
biased. The energy stored in the inductor is transferred to the



        FIGURE 12. Simplified Boost Converter Diagram (a) First cycle of operation. (b) Second cycle of operation

        POWER INDUCTOR SELECTION                                                                                                    the converter will operate in discontinuous conduction mode.
                                                                                                                                    If iL is smaller than IL, the inductor current will stay above
        The inductor is one of the two energy storage elements in a                                                                 zero and the converter will operate in continuous conduction
        boost converter. Figure 13 shows how the inductor current                                                                   mode. All the analysis in this datasheet assumes operation in
        varies during a switching cycle. The current through an in-                                                                 continuous conduction mode. To operate in continuous con-
        ductor is quantified as:                                                                                                    duction mode, the following conditions must be met:

                                                                                                                                                                       IL > iL

                                                                                                                                    Choose the minimum IOUT to determine the minimum L. A
                                                                                                                                    common choice is to set (2 x iL) to 30% of IL. Choosing an
                                                                                                                                    appropriate core size for the inductor involves calculating the
                                                                                                                                    average and peak currents expected through the inductor. In
                                                                                                                                    a boost converter,

                                                                                                                                    IL_peak = IL(max) + iL(max)

                                                                                                                      20136524      A core size with ratings higher than these values should be
                                                                                                                                    chosen. If the core is not properly rated, saturation will dra-
        FIGURE 13. a. Inductor current b. Diode current c. Switch                                                                   matically reduce overall efficiency.
                                                                                                                                    The LM3481 can be set to switch at very high frequencies.
        If VL(t) is constant, diL(t)/dt must be constant. Hence, for a                                                              When the switching frequency is high, the converter can op-
        given input voltage and output voltage, the current in the in-                                                              erate with very small inductor values. With a small inductor
        ductor changes at a constant rate.                                                                                          value, the peak inductor current can be extremely higher than
        The important quantities in determining a proper inductance                                                                 the output currents, especially under light load conditions.
        value are IL (the average inductor current) and iL (the induc-
        tor current ripple difference between the peak inductor current                                                             The LM3481 senses the peak current through the switch. The
        and the average inductor current). If iL is larger than IL, the                                                             peak current through the switch is the same as the peak cur-
        inductor current will drop to zero for a portion of the cycle and                                                           rent calculated above.                                                                                                        14
PROGRAMMING THE OUTPUT VOLTAGE AND OUTPUT                                                       Isw(peak) x RSEN = VSENSE                 LM3481
CURRENT                                                                 The peak current through the switch is equal to the peak in-
                                                                        ductor current.
The output voltage can be programmed using a resistor di-
vider between the output and the feedback pins, as shown in                                      Isw(peak) = IL(max) + iL
Figure 14. The resistors are selected such that the voltage at          Therefore for a boost converter
the feedback pin is 1.275V. RF1 and RF2 can be selected using
the equation,

A 100 pF capacitor may be connected between the feedback                Combining the two equations yields an expression for RSEN
and ground pins to reduce noise.                                        Evaluate RSEN at the maximum and minimum VIN values and
                                                                        choose the smallest RSEN calculated.
The maximum amount of current that can be delivered at the
output can be controlled by the sense resistor, RSEN. Current
limit occurs when the voltage that is generated across the
sense resistor equals the current sense threshold voltage,
VSENSE. Limits for VSENSE have been specified in the electrical
characteristics section. This can be expressed as:


FIGURE 14. Adjusting the Output Voltage

CURRENT LIMIT WITH ADDITIONAL SLOPE                                     Note that since VSL = RSL x K as defined earlier, RSLcan be
COMPENSATION                                                            used to provide an additional method for setting the current
                                                                        limit. In some designs RSL can also be used to help filter noise
If an external slope compensation resistor is used (see Figure          to keep the ISEN pin quiet.
5) the internal control signal will be modified and this will have
an effect on the current limit.                                         POWER DIODE SELECTION

If RSL is used, then this will add to the existing slope compen-        Observation of the boost converter circuit shows that the av-
sation. The command voltage, VCS, will then be given by:                erage current through the diode is the average load current,
                                                                        and the peak current through the diode is the peak current
                          VCS = VSENSE - VSL                            through the inductor. The diode should be rated to handle
Where VSENSE is a defined parameter in the electrical char-             more than the inductor peak current. The peak diode current
acteristics section and VSL is the additional slope compen-             can be calculated using the formula:
sation generated as discussed in the Slope Compensation
Ramp section. This changes the equation for RSEN to:                                          ID(Peak) = [IOUT/ (1-D)] + iL
                                                                        In the above equation, IOUT is the output current and iL has
                                                                        been defined in Figure 13.

                                                                        The peak reverse voltage for a boost converter is equal to the
                                                                        regulator output voltage. The diode must be capable of han-
                                                                        dling this peak reverse voltage. To improve efficiency, a low
                                                                        forward drop Schottky diode is recommended.

LM3481  POWER MOSFET SELECTION                                                boost application, low values can cause impedance interac-
        The drive pin, DR, of the LM3481 must be connected to the             tions. Therefore a good quality capacitor should be chosen in
        gate of an external MOSFET. In a boost topology, the drain            the range of 100 F to 200 F. If a value lower than 100 F is
        of the external N-Channel MOSFET is connected to the in-              used, then problems with impedance interactions or switching
        ductor and the source is connected to the ground. The drive           noise can affect the LM3481. To improve performance, es-
        pin voltage, VDR, depends on the input voltage (see typical           pecially with VIN below 8V, it is recommended to use a 20
        performance characteristics). In most applications, a logic           resistor at the input to provide a RC filter. This resistor is
        level MOSFET can be used. For very low input voltages, a              placed in series with the VIN pin with only a bypass capacitor
        sub-logic level MOSFET should be used.                                attached to the VIN pin directly (see Figure 15). A 0.1 F or 1
        The selected MOSFET directly controls the efficiency. The             F ceramic capacitor is necessary in this configuration. The
        critical parameters for selection of a MOSFET are:                    bulk input capacitor and inductor will connect on the other side
        1. Minimum threshold voltage, VTH(MIN)                                of the resistor with the input power supply.
        2. On-resistance, RDS(ON)
        3. Total gate charge, Qg                                                                                                                                                20136593
        4. Reverse transfer capacitance, CRSS
        5. Maximum drain to source voltage, VDS(MAX)                                        FIGURE 15. Reducing IC Input Noise
        The off-state voltage of the MOSFET is approximately equal
        to the output voltage. VDS(MAX) of the MOSFET must be                 OUTPUT CAPACITOR SELECTION
        greater than the output voltage. The power losses in the              The output capacitor in a boost converter provides all the out-
        MOSFET can be categorized into conduction losses and ac               put current when the inductor is charging. As a result it sees
        switching or transition losses. RDS(ON) is needed to estimate         very large ripple currents. The output capacitor should be ca-
        the conduction losses. The conduction loss, PCOND, is the             pable of handling the maximum rms current. The rms current
        I2R loss across the MOSFET. The maximum conduction loss               in the output capacitor is:
        is given by:

        where DMAX is the maximum duty cycle.

        At high switching frequencies the switching losses may be the         Where
        largest portion of the total losses.
        The switching losses are very difficult to calculate due to           and D, the duty cycle is equal to (VOUT - VIN)/VOUT.
        changing parasitics of a given MOSFET in operation. Often,            The ESR and ESL of the output capacitor directly control the
        the individual MOSFET datasheet does not give enough in-              output ripple. Use capacitors with low ESR and ESL at the
        formation to yield a useful result. The following formulas give       output for high efficiency and low ripple voltage. Surface
        a rough idea how the switching losses are calculated:                 mount tantalums, surface mount polymer electrolytic and
                                                                              polymer tantalum, Sanyo- OSCON, or multi-layer ceramic ca-
        INPUT CAPACITOR SELECTION                                             pacitors are recommended at the output.
        Due to the presence of an inductor at the input of a boost
        converter, the input current waveform is continuous and tri-          LAYOUT GUIDELINES
        angular, as shown in Figure 13. The inductor ensures that the         Good board layout is critical for switching controllers such as
        input capacitor sees fairly low ripple currents. However, as the      the LM3481. First the ground plane area must be sufficient for
        input capacitor gets smaller, the input ripple goes up. The rms       thermal dissipation purposes and second, appropriate guide-
        current in the input capacitor is given by:                           lines must be followed to reduce the effects of switching noise.
                                                                              Switch mode converters are very fast switching devices. In
        The input capacitor should be capable of handling the rms             such devices, the rapid increase of input current combined
        current. Although the input capacitor is not as critical in a         with the parasitic trace inductance generates unwanted Ldi/
                                                                              dt noise spikes. The magnitude of this noise tends to increase
                                                                              as the output current increases. This parasitic spike noise
                                                                              may turn into electromagnetic interference (EMI), and can al-
                                                                              so cause problems in device performance. Therefore, care
                                                                              must be taken in layout to minimize the effect of this switching
                                                                              noise. The current sensing circuit in current mode devices can
                                                                              be easily effected by switching noise. This noise can cause
                                                                              duty cycle jitter which leads to increased spectral noise. Al-
                                                                              though the LM3481 has 250 ns blanking time at the beginning
                                                                              of every cycle to ignore this noise, some noise may remain
                                                                              after the blanking time.                                                  16
The most important layout rule is to keep the AC current loops                                                      The PGND and AGND pins have to be connected to the same      LM3481
as small as possible. Figure 16 shows the current flow of a                                                         ground very close to the IC. To avoid ground loop currents
boost converter. The top schematic shows a dotted line which                                                        attach all the grounds of the system only at one point.
represents the current flow during on-state and the middle
schematic shows the current flow during off-state. The bottom                                                       A ceramic input capacitor should be connected as close as
schematic shows the currents we refer to as AC currents.                                                            possible to the Vin pin and grounded close to the GND pin.
They are the most critical ones since current is changing in
very short time periods. The dotted lined traces of the bottom                                                      For a layout example please see Application Note 1204. For
schematic are the once to make as short as possible.                                                                more information about layout in switch mode power supplies
                                                                                                                    please refer to Application Note 1229.


                                                                                                                    For detailed explanation on how to select the right compen-
                                                                                                                    sation components to attach to the compensation pin for a
                                                                                                                    boost topology please see Application Note 1286. When cal-
                                                                                                                    culating the Error Amplifier DC gain, AEA, ROUT = 152 k for
                                                                                                                    the LM3481.


FIGURE 16. Current Flow In A Boost Application

LM3481  Designing SEPIC Using LM3481                                      (MIN), the on-resistance, RDS(ON), the total gate charge, Qg, the
                                                                          reverse transfer capacitance, CRSS, and the maximum drain
        Since the LM3481 controls a low-side N-Channel MOSFET,            to source voltage, VDS(MAX). The peak switch voltage in a
        it can also be used in SEPIC (Single Ended Primary Induc-         SEPIC is given by:
        tance Converter) applications. An example of SEPIC using
        the LM3481 is shown in Figure 17. As shown in Figure 17, the                        VSW(PEAK) = VIN + VOUT + VDIODE
        output voltage can be higher or lower than the input voltage.     The selected MOSFET should satisfy the condition:
        The SEPIC uses two inductors to step-up or step-down the
        input voltage. The inductors L1 and L2 can be two discrete                                  VDS(MAX) > VSW(PEAK)
        inductors or two windings of a coupled transformer since          The peak switch current is given by:
        equal voltages are applied across the inductor throughout the
        switching cycle. Using two discrete inductors allows use of       Where IL1 and IL2 are the peak-to-peak inductor ripple cur-
        catalog magnetics, as opposed to a custom transformer. The        rents of inductors L1 and L2 respectively.
        input ripple can be reduced along with size by using the cou-     The rms current through the switch is given by:
        pled windings of transformer for L1 and L2.
        Due to the presence of the inductor L1 at the input, the SEPIC    POWER DIODE SELECTION
        inherits all the benefits of a boost converter. One main ad-      The Power diode must be selected to handle the peak current
        vantage of SEPIC over a boost converter is the inherent input     and the peak reverse voltage. In a SEPIC, the diode peak
        to output isolation. The capacitor CS isolates the input from     current is the same as the switch peak current. The off-state
        the output and provides protection against shorted or mal-        voltage or peak reverse voltage of the diode is VIN + VOUT.
        functioning load. Hence, the SEPIC is useful for replacing        Similar to the boost converter, the average diode current is
        boost circuits when true shutdown is required. This means         equal to the output current. Schottky diodes are recommend-
        that the output voltage falls to 0V when the switch is turned     ed.
        off. In a boost converter, the output can only fall to the input
        voltage minus a diode drop.
        The duty cycle of a SEPIC is given by:

        In the above equation, VQ is the on-state voltage of the MOS-
        FET, Q1, and VDIODE is the forward voltage drop of the diode.

        As in a boost converter, the parameters governing the selec-
        tion of the MOSFET are the minimum threshold voltage, VTH

                                                                          20136544  FIGURE 17. Typical SEPIC Converter

SELECTION OF INDUCTORS L1 AND L2                                                                      If L1 and L2 are wound on the same core, then L1 = L2 = L.       LM3481
Proper selection of the inductors L1 and L2 to maintain con-                                          All the equations above will hold true if the inductance is re-
stant current mode requires calculations of the following pa-                                         placed by 2L. A good choice for transformer with equal turns
rameters.                                                                                             is Coiltronics CTX series Octopack.
Average current in the inductors:                                                                     SENSE RESISTOR SELECTION
                                                                                                      The peak current through the switch, ISWPEAK, can be adjusted
                                IL2AVE = IOUT                                                         using the current sense resistor, RSEN, to provide a certain
Peak to peak ripple current, to calculate core loss if neces-                                         output current. Resistor RSEN can be selected using the for-
sary:                                                                                                 mula:

                                                                                                      Sepic Capacitor Selection

                                                                                                      The selection of SEPIC capacitor, CS, depends on the rms
                                                                                                      current. The rms current of the SEPIC capacitor is given by:

Maintaining the condition IL > IL/2 to ensure continuous con-                                         The SEPIC capacitor must be rated for a large ACrms current
duction mode yields the following minimum values for L1 and                                           relative to the output power. This property makes the SEPIC
L2:                                                                                                   much better suited to lower power applications where the rms
                                                                                                      current through the capacitor is small (relative to capacitor
Peak current in the inductor, to ensure the inductor does not                                         technology). The voltage rating of the SEPIC capacitor must
saturate:                                                                                             be greater than the maximum input voltage. Tantalum capac-
                                                                                                      itors are the best choice for SMT, having high rms current
                                                                                                      ratings relative to size. Ceramic capacitors could be used, but
                                                                                                      the low C values will tend to cause larger changes in voltage
                                                                                                      across the capacitor due to the large currents, and high C
                                                                                                      value ceramics are expensive. Electrolytics work well for
                                                                                                      through hole applications where the size required to meet the
                                                                                                      rms current rating can be accommodated. There is an energy
                                                                                                      balance between CS and L1, which can be used to determine
                                                                                                      the value of the capacitor. The basic energy balance equation


IL1PK must be lower than the maximum current rating set by                                            is the ripple voltage across the SEPIC capacitor, and
the current sense resistor.
                                                                                                      is the ripple current through the inductor L1. The energy bal-
The value of L1 can be increased above the minimum rec-                                               ance equation can be solved to provide a minimum value for
ommended value to reduce input ripple and output ripple.                                              CS:
However, once IL1 is less than 20% of IL1AVE, the benefit to
output ripple is minimal.

By increasing the value of L2 above the minimum recommen-
dation, IL2 can be reduced, which in turn will reduce the
output ripple voltage:

where ESR is the effective series resistance of the output ca-                                     

LM3481  Input Capacitor Selection                                             placed in series with the VIN pin with only a bypass capacitor
                                                                              attached to the VIN pin directly (see Figure 15). A 0.1 F or 1
        Similar to a boost converter, the SEPIC has an inductor at the        F ceramic capacitor is necessary in this configuration. The
        input. Hence, the input current waveform is continuous and            bulk input capacitor and inductor will connect on the other side
        triangular. The inductor ensures that the input capacitor sees        of the resistor with the input power supply.
        fairly low ripple currents. However, as the input capacitor gets
        smaller, the input ripple goes up. The rms current in the input       Output Capacitor Selection
        capacitor is given by:
                                                                              The output capacitor of the SEPIC sees very large ripple cur-
        The input capacitor should be capable of handling the rms             rents similar to the output capacitor of a boost converter. The
        current. Although the input capacitor is not as critical in a         rms current through the output capacitor is given by:
        SEPIC application, low values can cause impedance interac-
        tions. Therefore a good quality capacitor should be chosen in         The ESR and ESL of the output capacitor directly control the
        the range of 100 F to 200 F. If a value lower than 100 F is        output ripple. Use capacitors with low ESR and ESL at the
        used, then problems with impedance interactions or switching          output for high efficiency and low ripple voltage. Surface
        noise can affect the LM3481. To improve performance, es-              mount tantalums, surface mount polymer electrolytic and
        pecially with VIN below 8V, it is recommended to use a 20             polymer tantalum, Sanyo- OSCON, or multi-layer ceramic ca-
        resistor at the input to provide a RC filter. This resistor is        pacitors are recommended at the output for low ripple.

        Other Application Circuits


                          FIGURE 18. Typical High Efficiency Step-Up (Boost) Converter                                                  20
Physical Dimensions inches (millimeters) unless otherwise noted                                             LM3481

                                                                    10-Lead MSOP Package
                                                                NS Package Number MUB10A

LM3481 High Efficiency Low-Side N-Channel Controller for Switching Regulators                                                                    Notes

                                                                               For more National Semiconductor product information and proven design tools, visit the following Web sites at:

                                                                                                    Products                                                                    Design Support

                                                                               Amplifiers                               WEBENCH  

                                                                               Audio                                         Analog University

                                                                               Clock Conditioners                           App Notes

                                                                               Data Converters                                 Distributors

                                                                               Displays                                   Green Compliance

                                                                               Ethernet                                   Packaging

                                                                               Interface                                 Quality and Reliability

                                                                               LVDS                                           Reference Designs

                                                                               Power Management                              Feedback 

                                                                               Switching Regulators


                                                                               LED Lighting                    


                                                                               Serial Digital Interface (SDI)

                                                                               Temperature Sensors             

                                                                               Wireless (PLL/VCO)              

                                                                               THE CONTENTS OF THIS DOCUMENT ARE PROVIDED IN CONNECTION WITH NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION
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                                                                               NATIONAL'S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT DEVICES OR
                                                                               SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS PRIOR WRITTEN APPROVAL OF THE CHIEF EXECUTIVE OFFICER AND GENERAL
                                                                               COUNSEL OF NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein:

                                                                               Life support devices or systems are devices which (a) are intended for surgical implant into the body, or (b) support or sustain life and
                                                                               whose failure to perform when properly used in accordance with instructions for use provided in the labeling can be reasonably expected
                                                                               to result in a significant injury to the user. A critical component is any component in a life support device or system whose failure to perform
                                                                               can be reasonably expected to cause the failure of the life support device or system or to affect its safety or effectiveness.

                                                                               National Semiconductor and the National Semiconductor logo are registered trademarks of National Semiconductor Corporation. All other
                                                                               brand or product names may be trademarks or registered trademarks of their respective holders.

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