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LM27342-Q1

器件型号:LM27342-Q1
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厂商名称:TI [Texas Instruments]
厂商官网:http://www.ti.com/
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LM27342-Q1器件文档内容

                                                                LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

www.ti.com                                                      SNVS497E NOVEMBER 2008 REVISED APRIL 2013

LM27341/LM27342/LM27341-Q1/LM27342-Q1 2 MHz 1.5A/2A Wide Input Range Step-Down
                    DC-DC Regulator with Frequency Synchronization

                                              Check for Samples: LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

FEATURES                                                        DESCRIPTION

1                                                               The LM27341 and LM27342 regulators are
                                                                monolithic, high frequency, PWM step-down DC-DC
2 Space Saving 3 x 3 mm 10-Pin SON and                         converters in 10-pin SON and 10-pin MSOP-
    MSOP-PowerPad Packages                                      PowerPad packages. They contain all the active
                                                                functions to provide local DC-DC conversion with fast
Wide Input Voltage Range: 3V to 20V                           transient response and accurate regulation in the
Wide Output Voltage Range: 1V to 18V                          smallest possible PCB area.
LM27341 Delivers 1.5A Maximum Output
                                                                With a minimum of external components the
    Current                                                     LM27341 and LM27342 are easy to use. The ability
LM27342 Delivers 2A Maximum Output Current                    to drive 1.5A or 2A loads respectively, with an internal
High Switching Frequency: 2 MHz                               150 m NMOS switch results in the best power
Frequency Synchronization: 1.00 MHz < fSW <                   density available. The world-class control circuitry
                                                                allows for on-times as low as 65 ns, thus supporting
    2.35 MHz                                                    exceptionally high frequency conversion. Switching
150 m NMOS Switch with Internal Bootstrap                     frequency is internally set to 2 MHz and
                                                                synchronizable from 1 to 2.35 MHz, which allows the
    Supply                                                      use of extremely small surface mount inductors and
70 nA Shutdown Current                                        chip capacitors. Even though the operating frequency
Internal Voltage Reference Accuracy of 1%                     is very high, efficiencies up to 90% are easy to
Peak Current-Mode, PWM Operation                              achieve. External shutdown is included featuring an
Thermal Shutdown                                              ultra-low shutdown current of 70 nA. The LM27341
LM27341-Q1 and LM27342-Q1 are AEC-Q100                        and LM27342 utilize peak current-mode control and
                                                                internal compensation to provide high-performance
    Grade 1 Qualified and are Manufactured on an                regulation over a wide range of operating conditions.
    Automotive Grade Flow                                       Additional features include internal soft-start circuitry
                                                                to reduce inrush current, pulse-by-pulse current limit,
APPLICATIONS                                                    thermal shutdown, and output over-voltage
                                                                protection.
Local 12V to Vcore Step-Down Converters
Radio Power Supply
Core Power in HDDs
Set-Top Boxes
Automotive
USB Powered Devices
DSL Modems

1

           Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of
           Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
All trademarks are the property of their respective owners.

2

PRODUCTION DATA information is current as of publication date.  Copyright 20082013, Texas Instruments Incorporated
Products conform to specifications per the terms of the Texas
Instruments standard warranty. Production processing does not
necessarily include testing of all parameters.
LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1                                                 www.ti.com

SNVS497E NOVEMBER 2008 REVISED APRIL 2013

Typical Application Circuit

VIN                   PVIN  BOOST

               C1     AVIN                    C2

                ON                                 SW  L1       VOUT
  OFF                                                       C3
CLK                        LM27341/2 D1
                                                       R1
                      EN

                      SYNC                FB

                            GND / DAP         R2

                               Figure 1.                              Figure 2. Efficiency vs Load Current
Connection Diagram                                                              VOUT = 5V, fsw = 2 MHz

               SW 1         DAP                        10 PVIN             SW 1   DAP    10 PVIN
               SW 2                                     9 PVIN             SW 2           9 PVIN
          BOOST 3                                       8 AVIN        BOOST 3             8 AVIN
                EN 4                                    7 GND               EN 4         7 GND
           SYNC 5                                       6 FB            SYNC 5            6 FB

          Figure 3. 10-Lead SON (Top View)                            Figure 4. 10-Lead MSOP-PowerPad (Top View)
                See DSC0010A Package                                                 See DGQ0010A Package

    Pin              Name                                 PIN DESCRIPTIONS
   1, 2               SW
                                                                                                Function
     3              BOOST
                            Output switch. Connects to the inductor, catch diode, and bootstrap capacitor.
     4                 EN
     5               SYNC   Boost voltage that drives the internal NMOS control switch. A bootstrap capacitor is connected between the
                            BOOST and SW pins.
     6                 FB
     7               GND    Enable control input. Logic high enables operation. Do not allow this pin to float or be greater than VIN + 0.3V.
                            Frequency synchronization input. Drive this pin with an external clock or pulse train. Ground it to use the
     8               AVIN   internal clock.
   9, 10             PVIN
   DAP               GND    Feedback pin. Connect FB to the external resistor divider to set output voltage.

                            Signal and Power Ground pin. Place the bottom resistor of the feedback network as close as possible to this
                            pin for accurate regulation.

                            Supply voltage for the control circuitry.

                            Supply voltage for output power stage. Connect a bypass capacitor to this pin.

                            Signal / Power Ground and thermal connection. Tie this directly to GND (pin 7). See Application Information
                            regarding optimum thermal layout.

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                            Product Folder Links: LM27341 LM27342 LM27341-Q1 LM27342-Q1
                                                        LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

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Absolute Maximum Ratings(1)(2)

AVIN, PVIN                                                                                        -0.5V to 24V
                                                                                                  -0.5V to 24V
SW Voltage                                                                                        -0.5V to 28V
                                                                                                 -0.5V to 6.0V
Boost Voltage                                                                                    -0.5V to 3.0V
                                                                                                 -0.5V to 6.0V
Boost to SW Voltage                                                                     -0.5V to (VIN + 0.3V)
                                                                                            -65C to +150C
FB Voltage
                                                                                                           150C
SYNC Voltage                                                                                                  2kV

EN Voltage                                                                                                 260C

Storage Temperature Range

Junction Temperature
ESD Susceptibility(3)

Soldering Information           Infrared Reflow (5sec)

(1) Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur, including inoperability and degradation of
      device reliability and/or performance. Functional operation of the device and/or non-degradation at the Absolute Maximum Ratings or
      other conditions beyond those indicated in the recommended Operating Ratings is not implied. The recommended Operating Ratings
      indicate conditions at which the device is functional and should not be operated beyond such conditions.

(2) If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the Texas Instruments Sales Office/ Distributors for availability and
      specifications.

(3) Human body model, 1.5 k in series with 100 pF.

Operating Ratings(1)

AVIN, PVIN                                                                              3V to 20V

SW Voltage                                                                              -0.5V to 20V

Boost Voltage                                                                           -0.5V to 24V

Boost to SW Voltage                                                                     3.0V to 5.5V

Junction Temperature Range                                                              -40C to +125C
Thermal Resistance (JA) SON(2)                                                                      33C/W
Thermal Resistance (JA) MSOP-PowerPad(2)                                                            45C/W

(1) Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur, including inoperability and degradation of

      device reliability and/or performance. Functional operation of the device and/or non-degradation at the Absolute Maximum Ratings or

      other conditions beyond those indicated in the recommended Operating Ratings is not implied. The recommended Operating Ratings

      indicate conditions at which the device is functional and should not be operated beyond such conditions.

(2) Thermal shutdown will occur if the junction temperature exceeds 165C. The maximum power dissipation is a function of TJ(MAX) , JA
      and TA . The maximum allowable power dissipation at any ambient temperature is PD = (TJ(MAX) TA)/JA . All numbers apply for
      packages soldered directly onto a 3" x 3" PC board with 2oz. copper on 4 layers in still air.

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Electrical Characteristics

Specifications with standard typeface are for TJ = 25C, and those in boldface type apply over the full Operating
Temperature Range (TJ = -40C to 125C). VIN = 12V, and VBOOST - VSW = 4.3V unless otherwise specified. Datasheet
min/max specification limits are ensured by design, test, or statistical analysis.

   Symbol               Parameter                           Conditions               Min    Typ    Max    Units

SYSTEM PARAMETERS

   VFB         Feedback Voltage                   TJ = 0C to 85C                   0.990   1.0   1.010    V
                                                  TJ = -40C to 125C                0.984   1.0   1.014  %/V

   VFB/VIN     Feedback Voltage Line              VIN = 3V to 20V                           0.003
               Regulation

    IFB        Feedback Input Bias Current                                                  20     100    nA
   OVP
               Over Voltage Protection, VFB at                                              1.13                   V
               which PWM Halts.

   UVLO        Undervoltage Lockout               VIN Rising until VSW is Switching  2.60   2.75   2.90            V
     SS        UVLO Hysteresis
               Soft Start Time                    VIN Falling from UVLO              0.30   0.47   0.6

                                                                                     0.5    1      1.5    ms

               Quiescent Current, IQ = IQ_AVIN +  VFB = 1.1 (not switching)                 2.4           mA

   IQ          IQ_PVIN                            VEN = 0V (shutdown)
               Quiescent Current, IQ = IQ_AVIN +  fSW= 2 MHz
                                                  fSW= 1 MHz                                70            nA
               IQ_PVIN

   IBOOST Boost Pin Current                                                                 8.2    10     mA

                                                                                            4.4    6

OSCILLATOR

      fSW      Switching Frequency                SYNC = GND                         1.75   2      2.3    MHz
   VFB_FOLD
               FB Pin Voltage where SYNC input                                              0.53                   V
               is overridden.

  fFOLD_MIN Frequency Foldback Minimum            VFB = 0V                                  220    250    kHz
LOGIC INPUTS (EN, SYNC)

   fSYNC SYNC Frequency Range                                                        1             2.35   MHz

   VIL         EN, SYNC Logic low threshold Logic Falling Edge                                     0.4
                                                                                                                      V
   VIH         EN, SYNC Logic high threshold Logic Rising Edge                       1.8

   tSYNC_HIGH  SYNC, Time Required above VIH                                                       100             ns
               to Ensure a Logical High.

   tSYNC_LOW   SYNC, Time Required below VIL                                                       100             ns
               to Ensure a Logical Low.

   ISYNC SYNC Pin Current                         VSYNC < 5V                                20            nA
                                                  VEN = 3V
   IEN         Enable Pin Current                 VIN = VEN = 20V                           6      15     A

                                                                                            50     100

INTERNAL MOSFET

   RDS(ON)     Switch ON Resistance                                                         150    320    m
      ICL      Switch Current Limit
                                                  LM27342                            2.5           4.0             A
                                                  LM27341
                                                                                     2.0           3.7

   DMAX Maximum Duty Cycle                        SYNC = GND                         85     93                     %

   tMIN        Minimum on time                                                              65                     ns

   ISW         Switch Leakage Current                                                       40            nA

BOOST LDO

    VLDO Boost LDO Output Voltage                                                           3.9                    V
THERMAL

   TSHDN       Thermal Shutdown Temperature Junction temperature rising                     165           C

               Thermal Shutdown Hysteresis        Junction temperature falling              15            C

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                                     Typical Performance Characteristics

            All curves taken at VIN = 12V, VBOOST - VSW = 4.3V and TA = 25C, unless specified otherwise.

            Efficiency vs Load Current                                          Load Transient
              VOUT = 5V, fSW = 2 MHz                   VOUT = 5V, IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s
                  Refer to Figure 40
                                                                              Refer to Figure 40

                        Figure 5.                                                     Figure 6.

            Efficiency vs Load Current                                           Load Transient
             VOUT = 3.3V, fSW = 2 MHz                  VOUT = 3.3V, IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s
                  Refer to Figure 46
                                                                               Refer to Figure 46

                        Figure 7.                                                     Figure 8.

            Efficiency vs Load Current                                           Load Transient
             VOUT = 1.8V, fSW = 2 MHz                  VOUT = 1.8V, IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s
                  Refer to Figure 55
                                                                               Refer to Figure 55

            Figure 9.                                  Figure 10.

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   Typical Performance Characteristics (continued)

All curves taken at VIN = 12V, VBOOST - VSW = 4.3V and TA = 25C, unless specified otherwise.

   Line Transient                              Line Transient

   VIN = 10 to 15V, VOUT = 3.3V, no CFF        VIN = 10 to 15V, VOUT = 3.3V
               Refer to Figure 49                    Refer to Figure 46

    Figure 11.                                        Figure 12.
   Short Circuit                               Short Circuit Release

   Figure 13.                                               Figure 14.
   Soft Start                                  Soft Start with EN Tied to VIN

   Figure 15.                                  Figure 16.

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            Typical Performance Characteristics (continued)

All curves taken at VIN = 12V, VBOOST - VSW = 4.3V and TA = 25C, unless specified otherwise.

VIN = 12V, VOUT = 5 V, L = 2.2 H, COUT = 44 F Iout =1A  VIN = 12V, VOUT = 3.3V, L = 1.5 H COUT = 44 F Iout =1A
                          Refer to Figure 40                                         Refer to Figure 46

                               Figure 17.                                                 Figure 18.
VIN = 5V, VOUT = 1.8V, L = 1.0 H COUT = 44 F Iout =1A   VIN = 5V, VOUT = 1.2V, L = 0.56 H COUT = 68 F Iout =1A

                          Refer to Figure 55                                         Refer to Figure 61

                 Figure 19.                                         Figure 20.
            Sync Functionality                            Loss of Synchronization

            Figure 21.                                    Figure 22.

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   Typical Performance Characteristics (continued)

All curves taken at VIN = 12V, VBOOST - VSW = 4.3V and TA = 25C, unless specified otherwise.

   Oscillator Frequency vs Temperature

   VSYNC = GND, fSW = 2 MHz                    Oscillator Frequency vs VFB

         Figure 23.                            Figure 24.
   VFB vs Temperature                          VFB vs VIN

                Figure 25.                             Figure 26.
                                               RDSON vs Temperature
   Current Limit vs Temperature
                 VIN = 12V

   Figure 27.                                  Figure 28.

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            Typical Performance Characteristics (continued)

All curves taken at VIN = 12V, VBOOST - VSW = 4.3V and TA = 25C, unless specified otherwise.

            IQ (Shutdown) vs Temperature               IEN vs VEN
                      IQ = IAVIN + IPVIN

            Figure 29.                                 Figure 30.

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                                               D2                                                                                                                     BOOST
                           LDO

                                                                                          Switch                                                                             C2          L
                                                                                          0.15:
PVIN  RSENSE                                                                                                                                                         SW
AVIN
                                                                                                                                                                                                               VOUT
SYNC
                                                                                         -Current SenseDriver                                                                                     iL
                                                                                     +Amplifier                                                                                                            C3
                                                                                          PWM Logic
                                                                           ++Under                                                                                                       D1
                 Voltage
           -     Lockout                                                                                                                                              EN
       +
                Current               Reset                                                 PWM                        Thermal
                  Limit               Pulse                                                 Comparator                Shutdown

               Soft Start                                                                         Error

                                                                                                  Signal                           -

                                      ISENSE                                                                                               +                1.13V  +
                                                                                                            OVP Comparator                                         -

                                                                                          Corrective                                                                  FB     R1

                                                                                          Ramp
                                                                                                                                                         -

                                                                                                  Internal                         +                               +
                                                                                                                                                                   -
                                      Oscillator                                            Compensation Error Amplifier +                                  VREF

                                                                                                                                                            1.0V                     R2
                                                                                                                                                                      GND

                                                                                                                                   -
                                                                                                                                   +

                                                                                                         Freq. Foldback Amplifier                           0.53V  +
                                                                                                                                                                   -

                                                                                                          Figure 31.

                                               APPLICATION INFORMATION

THEORY OF OPERATION

The LM27341/LM27342 is a constant-frequency, peak current-mode PWM buck regulator IC that delivers a 1.5
or 2A load current. The regulator has a preset switching frequency of 2 MHz. This high frequency allows the
LM27341/LM27342 to operate with small surface mount capacitors and inductors, resulting in a DC-DC converter
that requires a minimum amount of board space. The LM27341/LM27342 is internally compensated, which
reduces design time, and requires few external components.

The following operating description of the LM27341/LM27342 will refer to the Block Diagram (Figure 31) and to
the waveforms in Figure 32. The LM27341/LM27342 supplies a regulated output voltage by switching the internal
NMOS switch at a constant frequency and varying the duty cycle. A switching cycle begins at the falling edge of
the reset pulse generated by the internal oscillator. When this pulse goes low, the output control logic turns on
the internal NMOS switch. During this on-time, the SW pin voltage (VSW) swings up to approximately VIN, and the
inductor current (iL) increases with a linear slope. The current-sense amplifier measures iL, which generates an
output proportional to the switch current typically called the sense signal. The sense signal is summed with the
regulator's corrective ramp and compared to the error amplifier's output, which is proportional to the difference
between the feedback voltage (VFB) and VREF. When the output of the PWM comparator goes high, the switch
turns off until the next switching cycle begins. During the switch off-time (tOFF), inductor current discharges
through the catch diode D1, which forces the SW pin (VSW) to swing below ground by the forward voltage (VD1)
of the catch diode. The regulator loop adjusts the duty cycle (D) to maintain a constant output voltage.

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                                                      VSW        D = tON/TSW
                                                   VIN

                                 SW Voltage                 tON       tOFF

                                                        0        TSW                       t
                                                   -VD1                       'iL
                                 Inductor Current
                                                        iL

                                                   ILPK

                                                   IOUT

                                                       0                          t

            Figure 32. LM27341/LM27342 Waveforms of SW Pin Voltage and Inductor Current

BOOST FUNCTION

Capacitor C2 in Figure 31, commonly referred to as CBOOST, is used to store a voltage VBOOST. When the
LM27341/LM27342 starts up, an internal LDO charges CBOOST ,via an internal diode, to a voltage sufficient to
turn the internal NMOS switch on. The gate drive voltage supplied to the internal NMOS switch is VBOOST - VSW.

During a normal switching cycle, when the internal NMOS control switch is off (tOFF) (refer to Figure 32), VBOOST
equals VLDO minus the forward voltage of the internal diode (VD2). At the same time the inductor current (iL)
forward biases the catch diode D1 forcing the SW pin to swing below ground by the forward voltage drop of the

catch diode (VD1). Therefore, the voltage stored across CBOOST is

VBOOST - VSW = VLDO - VD2 + VD1                                                                                              (1)

Thus,

VBOOST = VSW + VLDO - VD2 + VD1                                                                                              (2)

When the NMOS switch turns on (tON), the switch pin rises to

VSW = VIN (RDSON x IL),                                                                                                    (3)

reverse biasing D1, and forcing VBOOST to rise. The voltage at VBOOST is then

VBOOST = VIN (RDSON x IL) + VLDO VD2 + VD1                                                                               (4)

which is approximately

VIN + VLDO- 0.4V                                                                                                             (5)

VBOOST has pulled itself up by its "bootstraps", or boosted to a higher voltage.

LOW INPUT VOLTAGE CONSIDERATIONS

When the input voltage is below 5V and the duty cycle is greater than 75 percent, the gate drive voltage
developed across CBOOST might not be sufficient for proper operation of the NMOS switch. In this case, CBOOST
should be charged via an external Schottky diode attached to a 5V voltage rail, see Figure 33. This ensures that
the gate drive voltage is high enough for proper operation of the NMOS switch in the triode region. Maintain
VBOOST - VSW less than the 6V absolute maximum rating.

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    VIN                            PVIN        BOOST              D2        5V
                                                                  L1       VOUT
                   C1              AVIN               C2
                                                                       C3
                    ON                                       SW   R1
      OFF
    CLK                                LM27342 D1

                                   EN

                                   SYNC               FB
                                             GND/DAP          R2

                                             Figure 33. External Diode Charges CBOOST

HIGH OUTPUT VOLTAGE CONSIDERATIONS
When the output voltage is greater than 3.3V, a minimum load current is needed to charge CBOOST, see
Figure 34. The minimum load current forward biases the catch diode D1 forcing the SW pin to swing below
ground. This allows CBOOST to charge, ensuring that the gate drive voltage is high enough for proper operation.
The minimum load current depends on many factors including the inductor value.

    Figure 34. Minimum Load Current for L = 1.5 H

ENABLE PIN / SHUTDOWN MODE

Connect the EN pin to a voltage source greater than 1.8V to enable operation of the LM27341/LM27342. Apply a
voltage less than 0.4V to put the part into shutdown mode. In shutdown mode the quiescent current drops to
typically 70 nA. Switch leakage adds another 40 nA from the input supply. For proper operation, the
LM27341/LM27342 EN pin should never be left floating, and the voltage should never exceed VIN + 0.3V.

The simplest way to enable the operation of the LM27341/LM27342 is to connect the EN pin to AVIN which
allows self start-up of the LM27341/LM27342 when the input voltage is applied.

When the rise time of VIN is longer than the soft-start time of the LM27341/LM27342 this method may result in an
overshoot in output voltage. In such applications, the EN pin voltage can be controlled by a separate logic signal,
or tied to a resistor divider, which reaches 1.8V after VIN is fully established (see Figure 35). This will minimize
the potential for output voltage overshoot during a slow VIN ramp condition. Use the lowest value of VIN , seen in
your application when calculating the resistor network, to ensure that the 1.8V minimum EN threshold is reached.

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                    VIN                                PVIN  BOOST

                                      C1               AVIN                   C2
                           R3
                           R4                                             SW          L1       VOUT
                                                                                           C3
                                  CLK                        LM27342          D1
                                                                                      R1
                                                       EN

                                                       SYNC               FB
                                                                 GND/DAP          R2

                    Figure 35. Resistor Divider on EN

R3 = VIN - 1 x R4
            1.8
                                                                                                                              (6)

FREQUENCY SYNCHRONIZATION

The LM27341/LM27342 switching frequency can be synchronized to an external clock, between 1.00 and 2.35
MHz, applied at the SYNC pin. At the first rising edge applied to the SYNC pin, the internal oscillator is
overridden and subsequent positive edges will initiate switching cycles. If the external SYNC signal is lost during
operation, the LM27341/LM27342 will revert to its internal 2 MHz oscillator within 1.5 s. To disable Frequency
Synchronization and utilize the internal 2 MHz oscillator, connect the SYNC pin to GND.

The SYNC pin gives the designer the flexibility to optimize their design. A lower switching frequency can be
chosen for higher efficiency. A higher switching frequency can be chosen to keep EMI out of sensitive ranges
such as the AM radio band. Synchronization can also be used to eliminate beat frequencies generated by the
interaction of multiple switching power converters. Synchronizing multiple switching power converters will result
in cleaner power rails.

The selected switching frequency (fSYNC) and the minimum on-time (tMIN) limit the minimum duty cycle (DMIN) of
the device.

DMIN= tMIN x fSYNC                                                                                                            (7)

Operation below DMIN is not reccomended. The LM27341/LM27342 will skip pulses to keep the output voltage in
regulation, and the current limit is not ensured. The switching is in phase but no longer at the same switching

frequency as the SYNC signal.

CURRENT LIMIT

The LM27341 and LM27342 use cycle-by-cycle current limiting to protect the output switch. During each
switching cycle, a current limit comparator detects if the output switch current exceeds 2.0A min (LM27341) or
2.5A min (LM27342) , and turns off the switch until the next switching cycle begins.

FREQUENCY FOLDBACK

The LM27341/LM27342 employs frequency foldback to protect the device from current run-away during output
short-circuit. Once the FB pin voltage falls below regulation, the switch frequency will smoothly reduce with the
falling FB voltage until the switch frequency reaches 220 kHz (typ). If the device is synchronized to an external
clock, synchronization is disabled until the FB pin voltage exceeds 0.53V

SOFT-START

The LM27341/LM27342 has a fixed internal soft-start of 1 ms (typ). During soft-start, the error amplifier's
reference voltage ramps from 0.0 V to its nominal value of 1.0 V in approximately 1 ms. This forces the regulator
output to ramp in a controlled fashion, which helps reduce inrush current. Upon soft-start the part will initially be
in frequency foldback and the frequency will rise as FB rises. The regulator will gradually rise to 2 MHz. The
LM27341/LM27342 will allow synchronization to an external clock at FB > 0.53V.

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OUTPUT OVERVOLTAGE PROTECTION

The overvoltage comparator turns off the internal power NFET when the FB pin voltage exceeds the internal
reference voltage by 13% (VFB > 1.13 * VREF). With the power NFET turned off the output voltage will decrease
toward the regulation level.

UNDERVOLTAGE LOCKOUT

Undervoltage lockout (UVLO) prevents the LM27341/LM27342 from operating until the input voltage exceeds
2.75V(typ).

The UVLO threshold has approximately 470 mV of hysteresis, so the part will operate until VIN drops below
2.28V(typ). Hysteresis prevents the part from turning off during power up if VIN has finite impedance.

THERMAL SHUTDOWN

Thermal shutdown limits total power dissipation by turning off the internal NMOS switch when the IC junction
temperature exceeds 165C (typ). After thermal shutdown occurs, hysteresis prevents the internal NMOS switch
from turning on until the junction temperature drops to approximately 150C.

Design Guide

INDUCTOR SELECTION

Inductor selection is critical to the performance of the LM27341/LM27342. The selection of the inductor affects

stability, transient response and efficiency. A key factor in inductor selection is determining the ripple current (iL)
(see Figure 32).

The ripple current (iL) is important in many ways.

First, by allowing more ripple current, lower inductance values can be used with a corresponding decrease in
physical dimensions and improved transient response. On the other hand, allowing less ripple current will
increase the maximum achievable load current and reduce the output voltage ripple (see OUTPUT CAPACITOR
section for more details on calculating output voltage ripple). Increasing the maximum load current is achieved by
ensuring that the peak inductor current (ILPK) never exceeds the minimum current limit of 2.0A min (LM27341) or
2.5A min (LM27342) .

    ILPK = IOUT + iL / 2                                                               (8)

Secondly, the slope of the ripple current affects the current control loop. The LM27341/LM27342 has a fixed
slope corrective ramp. When the slope of the current ripple becomes significantly less than the converter's
corrective ramp (see Figure 31), the inductor pole will move from high frequencies to lower frequencies. This
negates one advantage that peak current-mode control has over voltage-mode control, which is, a single low
frequency pole in the power stage of the converter. This can reduce the phase margin, crossover frequency and
potentially cause instability in the converter. Contrarily, when the slope of the ripple current becomes significantly
greater than the converter's corrective ramp, resonant peaking can occur in the control loop. This can also cause
instability (Sub-Harmonic Oscillation) in the converter. For the power supply designer this means that for lower
switching frequencies the current ripple must be increased to keep the inductor pole well above crossover. It also
means that for higher switching frequencies the current ripple must be decreased to avoid resonant peaking.

With all these factors, how is the desired ripple current selected? The ripple ratio (r) is defined as the ratio of
inductor ripple current (iL) to output current (IOUT), evaluated at maximum load:

    r=  'iL

        lOUT                                                                           (9)

A good compromise between physical size, transient response and efficiency is achieved when we set the ripple
ratio between 0.2 and 0.4. The recommended ripple ratio vs. duty cycle shown below (see Figure 36) is based
upon this compromise and control loop optimizations. Note that this is just a guideline. Please see Application
note AN-1197 SNVA038 for further considerations.

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                              Figure 36. Recommended Ripple Ratio Vs. Duty Cycle

The Duty Cycle (D) can be approximated quickly using the ratio of output voltage (VOUT) to input voltage (VIN):

            VOUT
D = VIN
                                                                                                               (10)

The application's lowest input voltage should be used to calculate the ripple ratio. The catch diode forward

voltage drop (VD1) and the voltage drop across the internal NFET (VDS) must be included to calculate a more
accurate duty cycle. Calculate D by using the following formula:

         VOUT + VD1                                                                                            (11)
D = VIN + VD1 - VDS

VDS can be approximated by:

VDS = IOUT x RDS(ON)                                                                                           (12)

The diode forward drop (VD1) can range from 0.3V to 0.5V depending on the quality of the diode. The lower VD1
is, the higher the operating efficiency of the converter.

Now that the ripple current or ripple ratio is determined, the required inductance is calculated by:

L  =   VOUT       + VD1    x  (1-DMIN)
      IOUT x      r x fSW

where

             DMIN is the duty cycle calculated with the maximum input voltage

             fsw is the switching frequency

             IOUT is the maximum output current of 2A                                                         (13)

Using IOUT = 2A will minimize the inductor's physical size.

INDUCTOR CALCULATION EXAMPLE
Operating conditions for the LM27342 are:

VIN = 7 - 16V                           VOUT = 3.3V                             IOUT = 2A
fSW = 2 MHz                             VD1 = 0.5V

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First the maximum duty cycle is calculated.

DMAX = (VOUT + VD1) / (VIN + VD1 - VDS)
= (3.3V + 0.5V) / (7V + 0.5V - 0.30V)

= 0.528                                                                                    (14)

Using Figure 36 gives us a recommended ripple ratio = 0.4.

Now the minimum duty cycle is calculated.

DMIN = (VOUT + VD1) / (VIN + VD1 - VDS)
= (3.3V + 0.5V) / (16V + 0.5V - 0.30V)

= 0.235                                                                                    (15)

The inductance can now be calculated.

L = (1 - DMIN) x (VOUT + VD1) / (IOUT x r x fsw)
= (1 - 0.235) x (3.3V + .5V) / (2A x 0.4 x 2 MHz)

= 1.817 H                                                                                 (16)

This is close to the standard inductance value of 1.8 H. This leads to a 1% deviation from the recommended
ripple ratio, which is now 0.4038.

Finally, we check that the peak current does not reach the minimum current limit of 2.5A.

ILPK = IOUT x (1 + r / 2)
= 2A x (1 + .4038 / 2 )

= 2.404A                                                                                   (17)

The peak current is less than 2.5A, so the DC load specification can be met with this ripple ratio. To design for

the LM27341 simply replace IOUT = 1.5A in the equations for ILPK and see that ILPK does not exceed the
LM27341's current limit of 2.0A (min).

INDUCTOR MATERIAL SELECTION

When selecting an inductor, make sure that it is capable of supporting the peak output current without saturating.
Inductor saturation will result in a sudden reduction in inductance and prevent the regulator from operating
correctly. To prevent the inductor from saturating over the entire -40 C to 125 C range, pick an inductor with a
saturation current higher than the upper limit of ICL listed in the Electrical Characteristics table.

Ferrite core inductors are recommended to reduce AC loss and fringing magnetic flux. The drawback of ferrite
core inductors is their quick saturation characteristic. The current limit circuit has a propagation delay and so is
oftentimes not fast enough to stop a saturated inductor from going above the current limit. This has the potential
to damage the internal switch. To prevent a ferrite core inductor from getting into saturation, the inductor
saturation current rating should be higher than the switch current limit ICL. The LM27341/LM27342 is quite robust
in handling short pulses of current that are a few amps above the current limit. Saturation protection is provided
by a second current limit which is 30% higher than the cycle by cycle current limit. When the saturation protection
is triggered the part will turn off the output switch and attempt to soft-start. (When a compromise has to be made,
pick an inductor with a saturation current just above the lower limit of the ICL.) Be sure to validate the short-circuit
protection over the intended temperature range.

An inductor's saturation current is usually lower when hot. So consult the inductor vendor if the saturation current
rating is only specified at room temperature.

Soft saturation inductors such as the iron powder types can also be used. Such inductors do not saturate
suddenly and therefore are safer when there is a severe overload or even shorted output. Their physical sizes
are usually smaller than the Ferrite core inductors. The downside is their fringing flux and higher power
dissipation due to relatively high AC loss, especially at high frequencies.

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INPUT CAPACITOR

An input capacitor is necessary to ensure that VIN does not drop excessively during switching transients. The
primary specifications of the input capacitor are capacitance, voltage, RMS current rating, and Equivalent Series

Inductance (ESL). The recommended input capacitance is 10 F, although 4.7 F works well for input voltages

below 6V. The input voltage rating is specifically stated by the capacitor manufacturer. Make sure to check any

recommended deratings and also verify if there is any significant change in capacitance at the operating input

voltage and the operating temperature. The input capacitor maximum RMS input current rating (IRMS-IN) must be
greater than:

IRMS-IN = IOUT x       Dx        1  -  D  +  r2
                                             12

where

             r is the ripple ratio defined earlier

             IOUT is the output current

             D is the duty cycle                                                             (18)

It can be shown from the above equation that maximum RMS capacitor current occurs when D = 0.5. Always
calculate the RMS at the point where the duty cycle, D, is closest to 0.5. The ESL of an input capacitor is usually
determined by the effective cross sectional area of the current path. A large leaded capacitor will have high ESL
and a 0805 ceramic chip capacitor will have very low ESL. At the operating frequencies of the
LM27341/LM27342, certain capacitors may have an ESL so large that the resulting impedance (2fL) will be
higher than that required to provide stable operation. As a result, surface mount capacitors are strongly
recommended. Sanyo POSCAP, Tantalum or Niobium, Panasonic SP or Cornell Dubilier Low ESR are all good
choices for input capacitors and have acceptable ESL. Multilayer ceramic capacitors (MLCC) have very low ESL.
For MLCCs it is recommended to use X7R or X5R dielectrics. Consult the capacitor manufacturer's datasheet to
see how rated capacitance varies over operating conditions.

OUTPUT CAPACITOR

The output capacitor is selected based upon the desired output ripple and transient response. The LM27341/2's
loop compensation is designed for ceramic capacitors. A minimum of 22 F is required at 2 MHz (33 uF at 1
MHz) while 47 - 100 F is recommended for improved transient response and higher phase margin. The output
voltage ripple of the converter is:

'VOUT       =  'iL  x  (RESR  +           1            )
                                                COUT
                                 8  x  fSW   x                                                (19)

When using MLCCs, the ESR is typically so low that the capacitive ripple may dominate. When this occurs, the
output ripple will be approximately sinusoidal and 90 phase shifted from the switching action. Another benefit of
ceramic capacitors is their ability to bypass high frequency noise. A certain amount of switching edge noise will
couple through parasitic capacitances in the inductor to the output. A ceramic capacitor will bypass this noise
while a tantalum will not.

The transient response is determined by the speed of the control loop and the ability of the output capacitor to
provide the initial current of a load transient. Capacitance can be increased significantly with little detriment to the
regulator stability. However, increasing the capacitance provides dimininshing improvement over 100 uF in most
applications, because the bandwidth of the control loop decreases as output capacitance increases. If improved
transient performance is required, add a feed forward capacitor. This becomes especially important for higher
output voltages where the bandwidth of the LM27341/LM27342 is lower. See FEED FORWARD CAPACITOR
(OPTIONAL) and FREQUENCY SYNCHRONIZATION sections.

Check the RMS current rating of the capacitor. The RMS current rating of the capacitor chosen must also meet
the following condition:

IRMS-OUT = IOUT x r
                         12

where

             IOUT is the output current

             r is the ripple ratio.                                                          (20)

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CATCH DIODE

The catch diode (D1) conducts during the switch off-time. A Schottky diode is recommended for its fast switching
times and low forward voltage drop. The catch diode should be chosen so that its current rating is greater than:

    ID1 = IOUT x (1-D)                                                                              (21)

The reverse breakdown rating of the diode must be at least the maximum input voltage plus appropriate margin.
To improve efficiency choose a Schottky diode with a low forward voltage drop.

BOOST DIODE (OPTIONAL)

For circuits with input voltages VIN < 5V and duty cycles (D) >0.75V. a small-signal Schottky diode is
recommended. A good choice is the BAT54 small signal diode. The cathode of the diode is connected to the
BOOST pin and the anode to a 5V voltage rail.

BOOST CAPACITOR

A ceramic 0.1 F capacitor with a voltage rating of at least 6.3V is sufficient. The X7R and X5R MLCCs provide
the best performance.

OUTPUT VOLTAGE

The output voltage is set using the following equation where R2 is connected between the FB pin and GND, and
R1 is connected between VOUT and the FB pin. A good starting value for R2 is 1 k.

    R1 =  VOUT          x R2
                 -1
                                                                                                    (22)
          VREF

FEED FORWARD CAPACITOR (OPTIONAL)

A feed forward capacitor CFF can improve the transient response of the converter. Place CFF in parallel with R1.
The value of CFF should place a zero in the loop response at, or above, the pole of the output capacitor and
RLOAD. The CFF capacitor will increase the crossover frequency of the design, thus a larger minimum output
capacitance is required for designs using CFF. CFF should only be used with an output capacitance greater than
or equal to 44 uF.

              VOUT x COUT                                                                           (23)
    CFF <= IOUT x R1

Calculating Efficiency, and Junction Temperature

The complete LM27341/LM27342 DC-DC converter efficiency can be calculated in the following manner.

    POUT
    K = PIN
                                                                                                    (24)

Or

          POUT
    K = POUT + PLOSS
                                                                                                    (25)

Calculations for determining the most significant power losses are shown below. Other losses totaling less than
2% are not discussed.

Power loss (PLOSS) is the sum of two basic types of losses in the converter, switching and conduction.
Conduction losses usually dominate at higher output loads, where as switching losses remain relatively fixed and

dominate at lower output loads. The first step in determining the losses is to calculate the duty cycle (D).

             VOUT + VD1                                                                             (26)
    D=

          VIN + VD1 - VDS

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VDS is the voltage drop across the internal NFET when it is on, and is equal to:

VDS = IOUT x RDSON                                                                                               (27)

VD is the forward voltage drop across the Schottky diode. It can be obtained from the Electrical Characteristics
section of the schottky diode datasheet. If the voltage drop across the inductor (VDCR) is accounted for, the
equation becomes:

            VOUT + VD1 + VDCR
D = VIN + VD1 - VDS
                                                                                                                 (28)

VDCR usually gives only a minor duty cycle change, and has been omitted in the examples for simplicity.

SCHOTTKY DIODE CONDUCTION LOSSES

The conduction losses in the free-wheeling Schottky diode are calculated as follows:

PDIODE = VD1 x IOUT (1-D)                                                                                        (29)

Often this is the single most significant power loss in the circuit. Care should be taken to choose a Schottky
diode that has a low forward voltage drop.

INDUCTOR CONDUCTION LOSSES

Another significant external power loss is the conduction loss in the output inductor. The equation can be

simplified to:

PIND = IOUT2 x RDCR                                                                                              (30)

MOSFET CONDUCTION LOSSES

The LM27341/LM27342 conduction loss is mainly associated with the internal NFET:

PCOND = IOUT2 x RDSON x D                                                                                        (31)

MOSFET SWITCHING LOSSES

Switching losses are also associated with the internal NFET. They occur during the switch on and off transition
periods, where voltages and currents overlap resulting in power loss. The simplest means to determine this loss
is to empirically measuring the rise and fall times (10% to 90%) of the switch at the switch node:

PSWF = 1/2(VIN x IOUT x fSW x tFALL)                                                                             (32)
PSWR = 1/2(VIN x IOUT x fSW x tRISE)                                                                             (33)
PSW = PSWF + PSWR                                                                                                (34)

                               Table 1. Typical Rise and Fall Times vs Input Voltage

                VIN                                    tRISE                                tFALL

                5V                                     8ns                                  8ns

                10V                                    9ns                                  9ns

                15V                                    10ns                                 10ns

IC QUIESCENT LOSSES

Another loss is the power required for operation of the internal circuitry:

PQ = IQ x VIN                                                                                                    (35)

IQ is the quiescent operating current, and is typically around 2.4 mA.

MOSFET DRIVER LOSSES

The other operating power that needs to be calculated is that required to drive the internal NFET:

PBOOST = IBOOST x VBOOST                                                                                         (36)

VBOOST is normally between 3VDC and 5VDC. The IBOOST rms current is dependant on switching frequency fSW.
IBOOST is approximately 8.2 mA at 2 MHz and 4.4 mA at 1 MHz.

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TOTAL POWER LOSSES                                                                                     (37)
Total power losses are:                                                                                (38)

        PLOSS = PCOND + PSWR + PSWF + PQ + PBOOST + PDIODE + PIND                                      (39)
Losses internal to the LM27341/LM27342 are:                                                            (40)
                                                                                                       (41)
        PINTERNAL = PCOND + PSWR + PSWF + PQ + PBOOST                                                  (42)
                                                                                                       (43)
EFFICIENCY CALCULATION EXAMPLE
Operating conditions are:                                                                              (44)
                                                                                                       (45)
VIN = 12V                                VOUT = 3.3V               IOUT = 2A                           (46)
fSW = 2 MHz                              VD1 = 0.5V                RDCR = 20 m                         (47)

Internal Power Losses are:
PCOND = IOUT2 x RDSON x D
= 22 x 0.15 x 0.314

= 188 mW

PSW = (VIN x IOUT x fSW x tFALL)
= (12V x 2A x 2 MHz x 10ns)

= 480 mW

PQ = IQ x VIN
= 2.4 mA x 12V

= 29 mW

PBOOST = IBOOST x VBOOST
= 8.2 mA x 4.5V

= 37 mW

PINTERNAL = PCOND + PSW + PQ + PBOOST= 733 mW

Total Power Losses are:

PDIODE = VD1 x IOUT (1 - D)
= 0.5V x 2 x (1 - 0.314)

= 686 mW
PIND = IOUT2 x RDCR
= 22 x 20 m

= 80 mW

PLOSS = PINTERNAL + PDIODE + PIND = 1.499 W

The efficiency can now be estimated as:

    K=       POUT            =    6.6 W      = 81 %

          POUT + PLOSS 6.6 W + 1.499 W

With this information we can estimate the junction temperature of the LM27341/LM27342.

CALCULATING THE LM27341/LM27342 JUNCTION TEMPERATURE
Thermal Definitions:
TJ = IC junction temperature
TA = Ambient temperature
RJC = Thermal resistance from IC junction to device case
RJA = Thermal resistance from IC junction to ambient air

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    Figure 37. Cross-Sectional View of Integrated Circuit Mounted on a Printed Circuit Board.

Heat in the LM27341/LM27342 due to internal power dissipation is removed through conduction and/or
convection.

Conduction: Heat transfer occurs through cross sectional areas of material. Depending on the material, the
transfer of heat can be considered to have poor to good thermal conductivity properties (insulator vs conductor).

Heat Transfer goes as:

SiliconLead FramePCB

Convection: Heat transfer is by means of airflow. This could be from a fan or natural convection. Natural
convection occurs when air currents rise from the hot device to cooler air.

Thermal impedance is defined as:

RT  =         'T
            Power
                                                                                                              (48)

Thermal impedance from the silicon junction to the ambient air is defined as:

            TJ - TA
RTJA = Power
                                                                                                              (49)

This impedance can vary depending on the thermal properties of the PCB. This includes PCB size, weight of
copper used to route traces , the ground plane, and the number of layers within the PCB. The type and number
of thermal vias can also make a large difference in the thermal impedance. Thermal vias are necessary in most
applications. They conduct heat from the surface of the PCB to the ground plane. Six to nine thermal vias should
be placed under the exposed pad to the ground plane. Placing more than nine thermal vias results in only a
small reduction to RJA for the same copper area. These vias should have 8 mil holes to avoid wicking solder
away from the DAP. See SNOA401 and SNVA183 for more information on package thermal performance. If a
compromise for cost needs to be made, the thermal vias for the MSOP-PowerPad package can range from 8-14
mils, this will increase the possibility of solder wicking.

To predict the silicon junction temperature for a given application, three methods can be used. The first is useful
before prototyping and the other two can more accurately predict the junction temperature within the application.

Method 1:

The first method predicts the junction temperature by extrapolating a best guess RJA from the table or graph.
The tables and graph are for natural convection. The internal dissipation can be calculated using the efficiency

calculations. This allows the user to make a rough prediction of the junction temperature in their application.

Methods two and three can later be used to determine the junction temperature more accurately.

The two tables below have values of RJA for the SON and the MSOP-PowerPad packages.

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RJA values for the MSOP-PowerPad @ 1Watt dissipation:

    Number of Board  Size of Bottom Layer Copper  Size of Top Layer Copper  Number of 10 mil     RJA
           Layers          Connected to DAP            Connected to Dap       Thermal Vias
              2                    0.25 in2                   0.05 in2                8       80.6 C/W
              2                  0.5625 in2                   0.05 in2                8       70.9 C/W
              2                      1 in2                    0.05 in2                8       62.1 C/W
              2                  1.3225 in2                   0.05 in2                8       54.6 C/W
                                   3.25 in2                   2.25 in2               14       35.3 C/W
     4 (Eval Board)

RJA values for the SON @ 1Watt dissipation:

    Number of Board  Size of Bottom Layer Copper  Size of Top Layer Copper  Number of 8 mil      RJA
           Layers          Connected to DAP            Connected to Dap      Thermal Vias
              2                    0.25 in2                   0.05 in2               8         78 C/W
              2                  0.5625 in2                   0.05 in2               8        65.6 C/W
              2                      1 in2                    0.05 in2               8        58.6 C/W
              2                  1.3225 in2                   0.05 in2               8         50 C/W
                                   3.25 in2                   2.25 in2               15       30.7 C/W
     4 (Eval Board)

                     Figure 38. Estimate of Thermal Resistance vs. Ground Copper Area
                                      Eight Thermal Vias and Natural Convection

Method 2:

The second method requires the user to know the thermal impedance of the silicon junction to case. (RJC) is
approximately 9.5C/W for the MSOP-PowerPad package or 9.1C/W for the SON. The case temperature should
be measured on the bottom of the PCB at a thermal via directly under the DAP of the LM27341/LM27342. The
solder resist should be removed from this area for temperature testing. The reading will be more accurate if it is
taken midway between pins 2 and 9, where the NMOS switch is located. Knowing the internal dissipation from
the efficiency calculation given previously, and the case temperature (TC) we have:

            TJ - TC
    RTJC = Power
                                                                                                         (50)

Therefore:

    TJ = (RJC x PLOSS) + TC                                                                              (51)

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METHOD 2 EXAMPLE
The operating conditions are the same as the previous Efficiency Calculation:

VIN = 12V                           VOUT = 3.3V        IOUT = 2A
fSW = 2 MHz                         VD1 = 0.5V         RDCR = 20 m

Internal Power Losses are:
PCOND = IOUT2 x RDSON x D
= 22 x 0.15 x 0.314

= 188 mW                                                                                                      (52)

PSW = (VIN x IOUT x fSW x tFALL)
= (12V x 2A x 2 MHz x 10ns)

= 480 mW                                                                                                      (53)

PQ = IQ x VIN
= 1.5 mA x 12V

= 29 mW                                                                                                       (54)

PBOOST = IBOOST x VBOOST
= 7 mA x 4.5V

= 37 mW                                                                                                       (55)

PINTERNAL = PCOND + PSW + PQ + PBOOST = 733 mW                                                                (56)

The junction temperature can now be estimated as:

TJ = (RJC x PINTERNAL) + TC                                                                                   (57)

A Texas Instruments MSOP-PowerPad evaluation board was used to determine the TJ of the
LM27341/LM27342. The four layer PCB is constructed using FR4 with 2oz copper traces. There is a ground
plane on the internal layer directly beneath the device, and a ground plane on the bottom layer. The ground
plane is accessed by fourteen 10 mil vias. The board measures 2in x 2in (50.8mm x 50.8mm). It was placed in a
container with no airflow. The case temperature measured on this LM27342MY Demo Board was 48.7C.
Therefore,

TJ = (9.5 C/W x 733 mW) + 48.7 C                                                                            (58)

TJ = 55.66 C                                                                                                 (59)

To keep the Junction temperature below 125 C for this layout, the ambient temperature must stay below 94.33
C.

TA_MAX = TJ_MAX - TJ +TA                                                                                      (60)
TA_MAX = 125 C - 55.66 C + 25 C                                                                            (61)
TA_MAX = 94.33 C                                                                                             (62)

Method 3:

The third method can also give a very accurate estimate of silicon junction temperature. The first step is to
determine RJA of the application. The LM27341/LM27342 has over-temperature protection circuitry. When the
silicon temperature reaches 165 C, the device stops switching. The protection circuitry has a hysteresis of 15
C. Once the silicon temperature has decreased to approximately 150 C, the device will start to switch again.
Knowing this, the RJA for any PCB can be characterized during the early stages of the design by raising the
ambient temperature in the given application until the circuit enters thermal shutdown. If the SW-pin is monitored,
it will be obvious when the internal NFET stops switching indicating a junction temperature of 165 C. We can
calculate the internal power dissipation from the above methods. All that is needed for calculation is the estimate
of RDSON at 165 C. This can be extracted from the graph of RDSON vs. Temperature. The value is approximately
0.267 ohms. With this, the junction temperature, and the ambient temperature RJA can be determined.

                   165oC - TA
          RTJA = PINTERNAL

                                                                                                                                                                    (63)

Once this is determined, the maximum ambient temperature allowed for a desired junction temperature can be
found.

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METHOD 3 EXAMPLE
The operating conditions are the same as the previous Efficiency Calculation:

VIN = 12V                                   VOUT = 3.3V  IOUT = 2A
fSW = 2 MHz                                 VD1 = 0.5V   RDCR = 20 m

Internal Power Losses are:
PCOND = IOUT2 x RDSON x D
= 22 x 0.267 x .314

= 335 mW                                                                                          (64)

PSW = (VIN x IOUT x fSW x tFALL)
= (12V x 2A x 2 MHz x 10nS)

= 480 mW                                                                                          (65)

PQ = IQ x VIN
= 1.5 mA x 12V

= 29 mW                                                                                           (66)

PBOOST = IBOOST x VBOOST
= 7 mA x 4.5V

= 37 mW                                                                                           (67)

PINTERNAL = PCOND + PSW + PQ + PBOOST = 881 mW                                                    (68)

Using a Texas Instruments MSOP-PowerPad evaluation board to determine the RJA of the board. The four layer
PCB is constructed using FR4 with 2oz copper traces. There is a ground plane on the internal layer directly

beneath the device, and a ground plane on the bottom layer. The ground plane is accessed by fourteen 10 mil

vias. The board measures 2in x 2in (50.8mm x 50.8mm). It was placed in an oven with no forced airflow.

The ambient temperature was raised to 132 C, and at that temperature, the device went into thermal shutdown.
RJA can now be calculated.

    RTJA  =  165oC - 132oC        =  37.46  oC/W
                 0.881 W
                                                                                                  (69)

To keep the Junction temperature below 125 C for this layout, the ambient temperature must stay below 92 C.

    TA_MAX = TJ_MAX - (RJA x PINTERNAL)                                                           (70)
    TA_MAX = 125 C - (37.46 C/W x 0.881 W)                                                      (71)
    TA_MAX = 92 C                                                                                (72)

This calculation of the maximum ambient temperature is only 2.3 C different from the calculation using method

2. The methods described above to find the junction temperature in the MSOP-PowerPad package can also be

used to calculate the junction temperature in the SON package. The 10-pin SON package has a RJC = 9.1C/W,
while RJA can vary depending on the layout. RJA can be calculated in the same manner as described in method
3.

PCB Layout Considerations

COMPACT LAYOUT

The performance of any switching converter depends as much upon the layout of the PCB as the component
selection. The following guidelines will help the user design a circuit with maximum rejection of outside EMI and
minimum generation of unwanted EMI.

Parasitic inductance can be reduced by keeping the power path components close together and keeping the
area of the loops small, on which high currents travel. Short, thick traces or copper pours (shapes) are best. In
particular, the switch node (where L1, D1, and the SW pin connect) should be just large enough to connect all
three components without excessive heating from the current it carries. The LM27341/LM27342 operates in two
distinct cycles (see Figure 32) whose high current paths are shown below in Figure 39:

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            +
            -

                                              Figure 39. Buck Converter Current Loops

The dark grey, inner loop represents the high current path during the MOSFET on-time. The light grey, outer loop
represents the high current path during the off-time.

GROUND PLANE AND SHAPE ROUTING

The diagram of Figure 39 is also useful for analyzing the flow of continuous current vs. the flow of pulsating
currents. The circuit paths with current flow during both the on-time and off-time are considered to be continuous
current, while those that carry current during the on-time or off-time only are pulsating currents. Preference in
routing should be given to the pulsating current paths, as these are the portions of the circuit most likely to emit
EMI. The ground plane of a PCB is a conductor and return path, and it is susceptible to noise injection just like
any other circuit path. The path between the input source and the input capacitor and the path between the catch
diode and the load are examples of continuous current paths. In contrast, the path between the catch diode and
the input capacitor carries a large pulsating current. This path should be routed with a short, thick shape,
preferably on the component side of the PCB. Multiple vias in parallel should be used right at the pad of the input
capacitor to connect the component side shapes to the ground plane. A second pulsating current loop that is
often ignored is the gate drive loop formed by the SW and BOOST pins and boost capacitor CBOOST. To minimize
this loop and the EMI it generates, keep CBOOST close to the SW and BOOST pins.

FB LOOP

The FB pin is a high-impedance input, and the loop created by R2, the FB pin and ground should be made as
small as possible to maximize noise rejection. R2 should therefore be placed as close as possible to the FB and
GND pins of the IC.

PCB SUMMARY

1. Minimize the parasitic inductance by keeping the power path components close together and keeping the
     area of the high-current loops small.

2. The most important consideration when completing the layout is the close coupling of the GND connections
     of the CIN capacitor and the catch diode D1. These ground connections should be immediately adjacent, with
     multiple vias in parallel at the pad of the input capacitor connected to GND. Place CIN and D1 as close to the
     IC as possible.

3. Next in importance is the location of the GND connection of the COUT capacitor, which should be near the
     GND connections of CIN and D1.

4. There should be a continuous ground plane on the copper layer directly beneath the converter. This will
     reduce parasitic inductance and EMI.

5. The FB pin is a high impedance node and care should be taken to make the FB trace short to avoid noise
     pickup and inaccurate regulation. The feedback resistors should be placed as close as possible to the IC,
     with the GND of R2 placed as close as possible to the GND of the IC. The VOUT trace to R1 should be routed
     away from the inductor and any other traces that are switching.

6. High AC currents flow through the VIN, SW and VOUT traces, so they should be as short and wide as
     possible. However, making the traces wide increases radiated noise, so the layout designer must make this
     trade-off. Radiated noise can be decreased by choosing a shielded inductor.

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The remaining components should also be placed as close as possible to the IC. Please see Application Note
AN-1229 SNVA054 for further considerations and the LM27342 demo board as an example of a four-layer
layout.

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LM27341/LM27342 Circuit Examples

                   VIN                                 PVIN  BOOST

                                    C1                 AVIN                 C2

                                      ON                                       SW  L1       VOUT
                        OFF                                                          C3 C4
                    CLK                                LM27341/2 D1
                   2 MHz                                                           R1
                                                       EN                          C5

                                                       SYNC             FB

                                                             GND / DAP      R2

                   Figure 40. VIN = 7 - 16V, VOUT = 5V, fSW = 2 MHz, IOUT = Full Load

Figure 41. LM27342 Efficiency vs. Load Current                                    Figure 42. Transient Response
                                                                            IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 2. Bill of Materials for Figure 40

Part Name          Part ID  Part Value                                  Part Number         Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator                    LM27341 / LM27342   TI
CPVIN              C1       10 F                                       GRM32DR71E106KA12L  Murata
CBOOST             C2       0.1 F                                      GRM188R71C104KA01D  Murata
COUT               C3       22 F                                       C3225X7R1C226K      TDK
COUT               C4       22 F                                       C3225X7R1C226K      TDK
CFF                C5       0.18 F                                     0603ZC184KAT2A      AVX
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V                   CMS06               Toshiba
Inductor           L1       2.2 H                                      CDRHD5D28RHPNP      Sumida
Feedback Resistor  R1       560                                         CRCW0603560RFKEA    Vishay
Feedback Resistor  R2       140                                         CRCW0603140RFKEA    Vishay

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LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

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                   VIN                         PVIN    BOOST

                                    C1         AVIN                 C2

                                      ON                               SW  L1            VOUT
                        OFF                                                  C3 C4
                    CLK                        LM27341/2 D1
                   1 MHz                                                   R1
                                               EN                          C5

                                               SYNC             FB

                                                     GND / DAP      R2

                   Figure 43. VIN = 7 - 16V, VOUT = 5V, fSW = 1 MHz, IOUT = Full Load

    Figure 44. LM27342 Efficiency vs. Load Current                        Figure 45. Transient Response
                                                                    IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 3. Bill of Materials for Figure 43

Part Name          Part ID  Part Value                          Part Number              Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator            LM27341 / LM27342        TI
CPVIN              C1       10 F                               GRM32DR71E106KA12L       Murata
CBOOST             C2       0.1 F                              GRM188R71C104KA01D       Murata
COUT               C3       47 F                               GRM32ER61A476KE20L       Murata
COUT               C4       22 F                               C3225X7R1C226K           TDK
CFF                C5       0. 27 F                            C0603C274K4RACTU         Kemet
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V           CMS06                    Toshiba
Inductor           L1       3.3 H                              CDRH6D26HPNP             Sumida
Feedback Resistor  R1       560                                 CRCW0603560RFKEA         Vishay
Feedback Resistor  R2       140                                 CRCW0603140RFKEA         Vishay

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                   VIN                                 PVIN  BOOST

                                    C1                 AVIN                 C2

                                      ON                                       SW  L1       VOUT
                        OFF                                                          C3 C4
                    CLK                                LM27341/2 D1
                   2 MHz                                                           R1
                                                       EN                          C5

                                                       SYNC             FB

                                                             GND / DAP      R2

                   Figure 46. VIN = 5 - 16V, VOUT = 3.3V, fSW = 2 MHz, IOUT = Full Load

Figure 47. LM27342 Efficiency vs. Load Current                                    Figure 48. Transient Response
                                                                            IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 4. Bill of Materials for Figure 46

Part Name          Part ID  Part Value                                  Part Number         Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator                    LM27341 / LM27342   TI
CPVIN              C1       10 F                                       GRM32DR71E106KA12L  Murata
CBOOST             C2       0.1 F                                      GRM188R71C104KA01D  Murata
COUT               C3       22 F                                       C3225X7R1C226K      TDK
COUT               C4       22 F                                       C3225X7R1C226K      TDK
CFF                C5       0.18 F                                     0603ZC184KAT2A      AVX
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V                   CMS06               Toshiba
Inductor           L1       1.5 H                                      CDRH5D18BHPNP       Sumida
Feedback Resistor  R1       430                                         CRCW0603430RFKEA    Vishay
Feedback Resistor  R2       187                                         CRCW0603187RFKEA    Vishay

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                   VIN                         PVIN    BOOST

                                  C1           AVIN                 C2

                                               EN               SW      L1                VOUT
                                                                          C3 C4
                                               LM27341/2 D1

                                               SYNC                                   R1
                                                                FB

                                                     GND / DAP      R2

                   Figure 49. VIN = 5 - 16V, VOUT = 3.3V, fSW = 2 MHz, IOUT = Full Load

    Figure 50. LM27342 Efficiency vs. Load Current                        Figure 51. Transient Response
                                                                    IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                      Table 5. Bill of Materials for Figure 49

Part Name          Part ID  Part Value                          Part Number               Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator            LM27341 / LM27342         TI
CPVIN              C1       10 F                               GRM32DR71E106KA12L        Murata
CBOOST             C2       0.1 F                              GRM188R71C104KA01D        Murata
COUT               C3       22 F                               C3225X7R1C226K            TDK
COUT               C4       22 F                               C3225X7R1C226K            TDK
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V           CMS06                     Toshiba
Inductor           L1       1.5 H                              CDRH5D18BHPNP             Sumida
Feedback Resistor  R1       430                                 CRCW0603430RFKEA          Vishay
Feedback Resistor  R2       187                                 CRCW0603187RFKEA          Vishay

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                                                                                                   SNVS497E NOVEMBER 2008 REVISED APRIL 2013

                   VIN                                 PVIN  BOOST

                                    C1                 AVIN                 C2

                                      ON                                       SW  L1       VOUT
                        OFF                                                          C3 C4
                    CLK                                LM27341/2 D1
                   1 MHz                                                           R1
                                                       EN                          C5

                                                       SYNC             FB

                                                             GND / DAP      R2

                   Figure 52. VIN = 5 - 16V, VOUT = 3.3V, fSW = 1 MHz, IOUT = Full Load

Figure 53. LM27342 Efficiency vs. Load Current                                    Figure 54. Transient Response
                                                                            IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 6. Bill of Materials for Figure 52

Part Name          Part ID  Part Value                                  Part Number         Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator                    LM27341 / LM27342   TI
CPVIN              C1       10 F                                       GRM32DR71E106KA12L  Murata
CBOOST             C2       0.1 F                                      GRM188R71C104KA01D  Murata
COUT               C3       47 F                                       GRM32ER61A476KE20L  Murata
COUT               C4       22 F                                       C3225X7R1C226K      TDK
CFF                C5       0.27 F                                     C0603C274K4RACTU    Kemet
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V                   CMS06               Toshiba
Inductor           L1       2.7 H                                      CDRH5D18BHPNP       Sumida
Feedback Resistor  R1       430                                         CRCW0603430RFKEA    Vishay
Feedback Resistor  R2       187                                         CRCW0603187RFKEA    Vishay

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LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

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                   VIN                         PVIN    BOOST

                                  C1           AVIN                 C2

                                               EN               SW      L1                VOUT
                                                                          C3 C4
                                               LM27341/2 D1

                                               SYNC                                   R1
                                                                FB

                                                     GND / DAP      R2

                   Figure 55. VIN = 3.3 - 16V, VOUT = 1.8V, fSW = 2 MHz, IOUT = Full Load

    Figure 56. LM27342 Efficiency vs. Load Current                        Figure 57. Transient Response
                                                                    IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                      Table 7. Bill of Materials for Figure 55

Part Name          Part ID  Part Value                          Part Number               Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator            LM27341 / LM27342         TI
CPVIN              C1       10 F                               GRM32DR71E106KA12L        Murata
CBOOST             C2       0.1 F                              GRM188R71C104KA01D        Murata
COUT               C3       22 F                               C3225X7R1C226K            TDK
COUT               C4       22 F                               C3225X7R1C226K            TDK
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V           CMS06                     Toshiba
Inductor           L1       1.0 H                              CDRH5D18BHPNP             Sumida
Feedback Resistor  R1       12 k                                CRCW060312K0FKEA          Vishay
Feedback Resistor  R2       15 k                                CRCW060315K0FKEA          Vishay

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                            Product Folder Links: LM27341 LM27342 LM27341-Q1 LM27342-Q1
www.ti.com                                                                  LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

                                                                                                   SNVS497E NOVEMBER 2008 REVISED APRIL 2013

                   VIN                                 PVIN  BOOST

                                    C1                 AVIN                 C2

                                      ON                                       SW  L1       VOUT
                        OFF                                                          C3 C4
                    CLK                                LM27341/2 D1
                   1 MHz                                                           R1
                                                       EN                          C5

                                                       SYNC             FB

                                                             GND / DAP      R2

                   Figure 58. VIN = 3.3 - 16V, VOUT = 1.8V, fSW = 1 MHz, IOUT = Full Load

Figure 59. LM27342 Efficiency vs. Load Current                                    Figure 60. Transient Response
                                                                            IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 8. Bill of Materials for Figure 58

Part Name          Part ID  Part Value                                  Part Number         Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator                    LM27341 / LM27342   TI
CPVIN              C1       10 F                                       GRM32DR71E106KA12L  Murata
CBOOST             C2       0.1 F                                      GRM188R71C104KA01D  Murata
COUT               C3       22 uF                                       C3225X7R1C226K      TDK
COUT               C4       22 uF                                       C3225X7R1C226K      TDK
CFF                C5       3.9 nF                                      GRM188R71H392KA01D  Murata
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V                   CMS06               Toshiba
Inductor           L1       1.8 H                                      CDRH5D18BHPNP       Sumida
Feedback Resistor  R1       12 k                                        CRCW060312K0FKEA    Vishay
Feedback Resistor  R2       15 k                                        CRCW060315K0FKEA    Vishay

Copyright 20082013, Texas Instruments Incorporated                                       Submit Documentation Feedback  33

                            Product Folder Links: LM27341 LM27342 LM27341-Q1 LM27342-Q1
LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

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                   VIN                         PVIN    BOOST

                                    C1         AVIN                 C2

                                      ON                               SW  L1            VOUT
                        OFF                                                  C3 C4
                    CLK                        LM27341/2 D1
                   2 MHz                                                   R1
                                               EN                          C5

                                               SYNC             FB

                                                     GND / DAP      R2

                   Figure 61. VIN = 3.3 - 9V, VOUT = 1.2V, fSW = 2 MHz, IOUT = Full Load

    Figure 62. LM27342 Efficiency vs. Load Current                        Figure 63. Transient Response
                                                                    IOUT = 100 mA - 2A @ slewrate = 2A / s

                                          Table 9. Bill of Materials for Figure 61

Part Name          Part ID  Part Value                          Part Number              Manufacturer
Buck Regulator     U1       1.5 or 2A Buck Regulator            LM27341 / LM27342        TI
CPVIN              C1       10 F                               GRM32DR71E106KA12L       Murata
CBOOST             C2       0.1 F                              GRM188R71C104KA01D       Murata
COUT               C3       47 F                               GRM32ER61A476KE20L       Murata
COUT               C4       22 F                               C3225X7R1C226K           TDK
CFF                C5       NOT MOUNTED
Catch Diode        D1       Schottky Diode Vf = 0.32V           CMS06                    Toshiba
Inductor           L1       0.56 H                             CDRH2D18/HPNP            Sumida
Feedback Resistor  R1       1.02 k                              CRCW06031K02FKEA         Vishay
Feedback Resistor  R2       5.10 k                              CRCW06035K10FKEA         Vishay

34  Submit Documentation Feedback                                          Copyright 20082013, Texas Instruments Incorporated

                            Product Folder Links: LM27341 LM27342 LM27341-Q1 LM27342-Q1
                                                       LM27341, LM27342, LM27341-Q1, LM27342-Q1

www.ti.com                                                               SNVS497E NOVEMBER 2008 REVISED APRIL 2013

                                                       REVISION HISTORY

Changes from Revision D (April 2013) to Revision E                                                      Page

Changed layout of National Data Sheet to TI format .......................................................................................................... 34

Copyright 20082013, Texas Instruments Incorporated                    Submit Documentation Feedback  35

            Product Folder Links: LM27341 LM27342 LM27341-Q1 LM27342-Q1
                                                                                                                  PACKAGE OPTION ADDENDUM

www.ti.com                                                                                                                                                8-Oct-2015

PACKAGING INFORMATION

   Orderable Device  Status Package Type Package Pins Package Eco Plan                          Lead/Ball Finish     MSL Peak Temp Op Temp (C)                   Device Marking                       Samples
  LM27341MY/NOPB
LM27341QMY/NOPB     (1)                       Drawing  Qty  (2)                                             (6)                   (3)                                          (4/5)
LM27341QMYX/NOPB
  LM27341SD/NOPB     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 1000 Green (RoHS                                CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSCB
  LM27342MY/NOPB                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)        CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSJB
LM27342MYX/NOPB                                                                                      CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSJB
LM27342QMY/NOPB     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 1000 Green (RoHS                                CU SN       Level-1-260C-UNLIM -40 to 125           L231B
LM27342QMYX/NOPB                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)        CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSCA
  LM27342SD/NOPB                                                                                      CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSCA
LM27342SDX/NOPB     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 3500 Green (RoHS                                CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSJA
                                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)        CU SN       Level-3-260C-168 HR -40 to 125          SSJA
                                                                                                      CU SN       Level-1-260C-UNLIM -40 to 125           L231A
                     ACTIVE  WSON              DSC 10 1000 Green (RoHS                                CU SN       Level-1-260C-UNLIM -40 to 125           L231A
                                                                                  & no Sb/Br)

                     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 1000 Green (RoHS
                                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)

                     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 3500 Green (RoHS
                                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)

                     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 1000 Green (RoHS
                                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)

                     ACTIVE MSOP-              DGQ 10 3500 Green (RoHS
                                     PowerPAD                                      & no Sb/Br)

                     ACTIVE  WSON              DSC 10 1000 Green (RoHS
                                                                                  & no Sb/Br)

                     ACTIVE  WSON              DSC 10 4500 Green (RoHS
                                                                                  & no Sb/Br)

(1) The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.

(2) Eco Plan - The planned eco-friendly classification: Pb-Free (RoHS), Pb-Free (RoHS Exempt), or Green (RoHS & no Sb/Br) - please check http://www.ti.com/productcontent for the latest availability
information and additional product content details.
TBD: The Pb-Free/Green conversion plan has not been defined.
Pb-Free (RoHS): TI's terms "Lead-Free" or "Pb-Free" mean semiconductor products that are compatible with the current RoHS requirements for all 6 substances, including the requirement that
lead not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, TI Pb-Free products are suitable for use in specified lead-free processes.
Pb-Free (RoHS Exempt): This component has a RoHS exemption for either 1) lead-based flip-chip solder bumps used between the die and package, or 2) lead-based die adhesive used between
the die and leadframe. The component is otherwise considered Pb-Free (RoHS compatible) as defined above.
Green (RoHS & no Sb/Br): TI defines "Green" to mean Pb-Free (RoHS compatible), and free of Bromine (Br) and Antimony (Sb) based flame retardants (Br or Sb do not exceed 0.1% by weight
in homogeneous material)

                                                             Addendum-Page 1
                             PACKAGE OPTION ADDENDUM

www.ti.com                   8-Oct-2015

(3) MSL, Peak Temp. - The Moisture Sensitivity Level rating according to the JEDEC industry standard classifications, and peak solder temperature.

(4) There may be additional marking, which relates to the logo, the lot trace code information, or the environmental category on the device.

(5) Multiple Device Markings will be inside parentheses. Only one Device Marking contained in parentheses and separated by a "~" will appear on a device. If a line is indented then it is a continuation
of the previous line and the two combined represent the entire Device Marking for that device.

(6) Lead/Ball Finish - Orderable Devices may have multiple material finish options. Finish options are separated by a vertical ruled line. Lead/Ball Finish values may wrap to two lines if the finish
value exceeds the maximum column width.

Important Information and Disclaimer:The information provided on this page represents TI's knowledge and belief as of the date that it is provided. TI bases its knowledge and belief on information
provided by third parties, and makes no representation or warranty as to the accuracy of such information. Efforts are underway to better integrate information from third parties. TI has taken and
continues to take reasonable steps to provide representative and accurate information but may not have conducted destructive testing or chemical analysis on incoming materials and chemicals.
TI and TI suppliers consider certain information to be proprietary, and thus CAS numbers and other limited information may not be available for release.

In no event shall TI's liability arising out of such information exceed the total purchase price of the TI part(s) at issue in this document sold by TI to Customer on an annual basis.

OTHER QUALIFIED VERSIONS OF LM27341, LM27341-Q1, LM27342, LM27342-Q1 :

Catalog: LM27341, LM27342
Automotive: LM27341-Q1, LM27342-Q1

NOTE: Qualified Version Definitions:

       Catalog - TI's standard catalog product
       Automotive - Q100 devices qualified for high-reliability automotive applications targeting zero defects

            Addendum-Page 2
www.ti.com                                               PACKAGE MATERIALS INFORMATION

TAPE AND REEL INFORMATION                                                                                                                               2-Sep-2015

*All dimensions are nominal

Device                       Package Package Pins  SPQ      Reel Reel A0       B0    K0    P1   W     Pin1
                               Type Drawing        1000  Diameter Width (mm)  (mm)  (mm)  (mm)
                                                                                                (mm) Quadrant
                                                           (mm) W1 (mm)        3.4   1.4   8.0
LM27341MY/NOPB               MSOP- DGQ 10                                                       12.0  Q1
                             Power                         178.0 12.4 5.3

                              PAD

LM27341QMY/NOPB MSOP- DGQ 10                       1000 178.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                                   Power
                                    PAD

LM27341QMYX/NOPB MSOP- DGQ 10                      3500 330.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                                    Power
                                     PAD

LM27341SD/NOPB WSON DSC 10                         1000 178.0 12.4 3.3 3.3 1.0 8.0 12.0               Q1

LM27342MY/NOPB               MSOP- DGQ 10          1000 178.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                             Power

                              PAD

LM27342MYX/NOPB MSOP- DGQ 10                       3500 330.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                                  Power
                                    PAD

LM27342QMY/NOPB MSOP- DGQ 10                       1000 178.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                                   Power
                                    PAD

LM27342QMYX/NOPB MSOP- DGQ 10                      3500 330.0 12.4 5.3 3.4 1.4 8.0 12.0               Q1
                                    Power
                                     PAD

                                                   Pack Materials-Page 1
www.ti.com                                               PACKAGE MATERIALS INFORMATION

                                                                                                                                                        2-Sep-2015

         Device              Package Package Pins  SPQ      Reel Reel A0        B0           K0    P1   W     Pin1
                               Type Drawing              Diameter Width (mm)   (mm)         (mm)  (mm)
LM27342SD/NOPB                                    1000                                                 (mm) Quadrant
LM27342SDX/NOPB               WSON DSC 10          4500    (mm) W1 (mm)         3.3          1.0   8.0
                              WSON DSC 10                                       3.3          1.0   8.0  12.0  Q1
                                                           178.0 12.4 3.3
                                                                                                        12.0  Q1
                                                           330.0 12.4 3.3

*All dimensions are nominal

            Device           Package Type Package Drawing Pins  SPQ            Length (mm)  Width (mm)  Height (mm)
                                                                1000                213.0       191.0        55.0
LM27341MY/NOPB MSOP-PowerPAD                       DGQ   10     1000                213.0       191.0        55.0
                                                                3500                367.0       367.0        35.0
LM27341QMY/NOPB MSOP-PowerPAD                      DGQ   10     1000                210.0       185.0        35.0
                                                                1000                213.0       191.0        55.0
LM27341QMYX/NOPB MSOP-PowerPAD                     DGQ   10     3500                367.0       367.0        35.0
                                                                1000                213.0       191.0        55.0
LM27341SD/NOPB               WSON                  DSC   10     3500                367.0       367.0        35.0
                                                                1000                210.0       185.0        35.0
LM27342MY/NOPB MSOP-PowerPAD                       DGQ   10     4500                367.0       367.0        35.0

LM27342MYX/NOPB MSOP-PowerPAD                      DGQ   10

LM27342QMY/NOPB MSOP-PowerPAD                      DGQ   10

LM27342QMYX/NOPB MSOP-PowerPAD                     DGQ   10

LM27342SD/NOPB               WSON                  DSC   10

LM27342SDX/NOPB              WSON                  DSC   10

                                                        Pack Materials-Page 2
                                   MECHANICAL DATA

DGQ0010A

                                   MUC10A (Rev A)

          BOTTOM VIEW

                       www.ti.com
DSC0010B                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                 SCALE 4.000                        PACKAGE OUTLINE

                                              B  3.1                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                      WSON - 0.8 mm max height
                    PIN 1 INDEX AREA             2.9
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                       PLASTIC SMALL OUTLINE - NO LEAD

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                  A

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                  3.1
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                  2.9

0.8 MAX                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                          C
      0.05                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                             SEATING PLANE
      0.00
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                       0.08
                        5
                                                 1.20.1                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                              (0.2) TYP
           20.1
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                    8X 0.5
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                      6

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                     2X
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                      2

                1                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                     10                    0.3
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                            0.2
     PIN 1 ID                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                          10X
(OPTIONAL)
                                                 10X      0.5                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                               0.1 C A B
                                                          0.4
                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                            0.05 C

                                                                                                                                                                   4214926/A 07/2014

NOTES:

1. All linear dimensions are in millimeters. Any dimensions in parenthesis are for reference only. Dimensioning and tolerancing
   per ASME Y14.5M.

2. This drawing is subject to change without notice.
3. The package thermal pad must be soldered to the printed circuit board for thermal and mechanical performance.

                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                      www.ti.com
DSC0010B                                             EXAMPLE BOARD LAYOUT

                                                             WSON - 0.8 mm max height

                                                                          PLASTIC SMALL OUTLINE - NO LEAD

             10X (0.65)                             (1.2)
                               1                  SYMM

          10X (0.25)                                                                         10
                   SYMM
                                                                                                                (2)
              8X (0.5)                                                                          (0.75) TYP
                               5
                                                                                             6
                  ( 0.2) TYP       (0.35) TYP
                             VIA
                                                   (2.75)

                                  LAND PATTERN EXAMPLE

                                                 SCALE:20X

      0.07 MAX                                  0.07 MIN
ALL AROUND                               ALL AROUND

          SOLDER MASK             METAL  SOLDER MASK                   METAL
          OPENING                        OPENING                       UNDER
                                                                       SOLDER MASK
                NON SOLDER MASK
                        DEFINED                           SOLDER MASK
                                                              DEFINED
                    (PREFERRED)

                                  SOLDER MASK DETAILS

                                                                                                                     4214926/A 07/2014

NOTES: (continued)

4. This package is designed to be soldered to a thermal pad on the board. For more information, see Texas Instruments literature
   number SLUA271 (www.ti.com/lit/slua271).

                                         www.ti.com
DSC0010B                 EXAMPLE STENCIL DESIGN

                                  WSON - 0.8 mm max height

                                                PLASTIC SMALL OUTLINE - NO LEAD

     10X (0.65)    SYMM
10X (0.25)
                                                         METAL
            SYMM                                         TYP
         8X (0.5)
                                                         (0.55)

                                                         (0.89)

                                              (1.13)

                                              (2.75)

                          SOLDER PASTE EXAMPLE

                        BASED ON 0.125 mm THICK STENCIL
                                        EXPOSED PAD

                   84% PRINTED SOLDER COVERAGE BY AREA
                                           SCALE:25X

                                                                                                                                                                  4214926/A 07/2014
NOTES: (continued)
5. Laser cutting apertures with trapezoidal walls and rounded corners may offer better paste release. IPC-7525 may have alternate

  design recommendations.

                                                                                 www.ti.com
                                                      IMPORTANT NOTICE

Texas Instruments Incorporated and its subsidiaries (TI) reserve the right to make corrections, enhancements, improvements and other
changes to its semiconductor products and services per JESD46, latest issue, and to discontinue any product or service per JESD48, latest
issue. Buyers should obtain the latest relevant information before placing orders and should verify that such information is current and
complete. All semiconductor products (also referred to herein as "components") are sold subject to TI's terms and conditions of sale
supplied at the time of order acknowledgment.

TI warrants performance of its components to the specifications applicable at the time of sale, in accordance with the warranty in TI's terms
and conditions of sale of semiconductor products. Testing and other quality control techniques are used to the extent TI deems necessary
to support this warranty. Except where mandated by applicable law, testing of all parameters of each component is not necessarily
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TI assumes no liability for applications assistance or the design of Buyers' products. Buyers are responsible for their products and
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In some cases, TI components may be promoted specifically to facilitate safety-related applications. With such components, TI's goal is to
help enable customers to design and create their own end-product solutions that meet applicable functional safety standards and
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No TI components are authorized for use in FDA Class III (or similar life-critical medical equipment) unless authorized officers of the parties
have executed a special agreement specifically governing such use.

Only those TI components which TI has specifically designated as military grade or "enhanced plastic" are designed and intended for use in
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which have not been so designated is solely at the Buyer's risk, and that Buyer is solely responsible for compliance with all legal and
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TI has specifically designated certain components as meeting ISO/TS16949 requirements, mainly for automotive use. In any case of use of
non-designated products, TI will not be responsible for any failure to meet ISO/TS16949.

Products                                              Applications
Audio
Amplifiers                    www.ti.com/audio        Automotive and Transportation  www.ti.com/automotive
Data Converters                                                                      www.ti.com/communications
DLP Products                 amplifier.ti.com        Communications and Telecom     www.ti.com/computers
DSP                                                                                  www.ti.com/consumer-apps
Clocks and Timers             dataconverter.ti.com    Computers and Peripherals      www.ti.com/energy
Interface                                                                            www.ti.com/industrial
Logic                         www.dlp.com             Consumer Electronics           www.ti.com/medical
Power Mgmt                                                                           www.ti.com/security
Microcontrollers              dsp.ti.com              Energy and Lighting            www.ti.com/space-avionics-defense
RFID                                                                                 www.ti.com/video
OMAP Applications Processors  www.ti.com/clocks       Industrial
Wireless Connectivity                                                                e2e.ti.com
                              interface.ti.com        Medical

                              logic.ti.com            Security

                              power.ti.com            Space, Avionics and Defense

                              microcontroller.ti.com  Video and Imaging

                              www.ti-rfid.com

                              www.ti.com/omap         TI E2E Community

                              www.ti.com/wirelessconnectivity

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