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EVAL-PRAOPAMP-1RJZ

器件型号:EVAL-PRAOPAMP-1RJZ
器件类别:开发板_开发套件_开发工具   
文件大小:3519.89KB,共5页
厂商名称:AnalogicTech
厂商官网:http://www.analogictech.com/
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器件描述

amplifier IC development tools eval-praopamp-1rjz

参数

Manufacturer: Analog Devices Inc.
Product Category: Amplifier IC Development Tools
RoHS: Yes
Product: Evaluation Boards
Type: Precision Amplifiers
Tool Is For Evaluation Of: Single SOT-23
Brand: Analog Devices
Description/Function: Single 5-lead SOT 23 RJ-5 evaluation board
Packaging: Bulk
Series: AN-735
Factory Pack Quantity: 1

EVAL-PRAOPAMP-1RJZ器件文档内容

                                                         AN-735
                                          APPLICATION NOTE

One Technology Way P.O. Box 9106 Norwood, MA 02062-9106 Tel: 781/329-4700 Fax: 781/326-8703 www.analog.com

            Universal Precision Op Amp Evaluation Board in SOT-23 Package

                                by Giampaolo Marino, Soufiane Bendaoud, and Steve Ranta

INTRODUCTION                                                  LOW-PASS FILTER
The EVAL-PRAOPAMP-1RJ is an evaluation board which            Figure 1 is a typical representation of a first-order low-
accommodates single op amps in SOT-23 packages. It            pass filter. This circuit has a 6 dB per octave roll-off
is meant to provide the user with multiple choices and        after a close-loop 3 dB point defined by fC. Gain below
extensive flexibility for different applications circuits     this frequency is defined as the magnitude of R7 to R2.
and configurations. This board is not intended to be          The circuit might be considered as an ac integrator for
used with high frequency components or high speed             frequencies well above fC; however, the time domain
amplifiers. However, it provides the user with many           response is that of a single RC, rather than an integral.
combinations for various circuit types including active
filters, differential amplifiers, and external frequency      fC = 1/(2  R7  C7); 3 dB frequency
compensation circuits. A few examples of application
circuits are given in this application note.                  fL = 1/(2  R2  C7); unity gain frequency

                                                              Acl = (R7/R2); close loop gain

                                                              R6 should be chosen equal to the parallel combination
                                                              between R7 and R2 in order to minimize errors due to
                                                              bias currents.

                                                                                                                  

                                                                        
                                                              
                                                                           
                                                                        
                                                              

                                                                        

   

                                                                                 Figure 2. Difference Amplifier

                                                              DIFFERENCE AMPLIFIER AND PERFORMANCE
                                                              OPTIMIZATION
                                                              Figure 2 shows an op amp configured as a difference
                                                              amplifier. The difference amplifier is the complement
                                                              of the summing amplifier, and allows the subtraction
                                                              of two voltages or the cancellation of a signal common
                                                              to both inputs. The circuit shown in Figure 2 is useful
                                                              as a computational amplifier in making a differential
                                                              to single-ended conversion or in rejecting a common-
                                                              mode signal. The output voltage VOUT is comprised of
                                                              two separate components:
            Figure 1. Simple Low-Pass Filter
                                                              1. A component VOUT1 due to VIN1 acting alone (VIN2
                                                                  short circuited to ground.)

                                                              2. A component VOUT2 due to VIN2 acting alone (VIN1
                                                                  short circuited to ground.)

REV. A
AN-735

The algebraic sum of these two components should be                      CURRENT-TO-VOLTAGE CONVERTER
equal to VOUT. By applying the principles expressed in                   Current may be measured in two ways with an opera-
the output voltage VOUT components, and by letting R4                    tional amplifier. Current can be converted to a voltage
= R2 and R7 = R6, then:                                                  with a resistor and then amplified or injected directly
                                                                         into a summing node.
VOUT1 = VIN1 R7/R2
                                                                                                                             
VOUT2 = VIN2 R7/R2
VOUT = VOUT1 + VOUT2 = ( VIN1 VIN2) R7/R1                                                                           
                                                                                         
Difference amplifiers are commonly used in high
accuracy circuits to improve the common-mode rejec-
tion ratio, typically known as CMRR.

For this type of application, CMRR depends upon how                                  Figure 3. Current-to-Voltage Converter
tightly matched resistors are used; poorly matched resis-
tors result in a low value of CMRR.                                      Figure 3 is a typical representation of a current-to-voltage
                                                                         transducer. The input current is fed directly into the sum-
To see how this works, consider a hypothetical source                    ming node and the amplifier output voltage changes to
of error for resistor R7 (1 error). Using the superposi-               exactly the same current from the summing node through
tion principle and letting R4 = R2 and R7 = R6, the output               R7. The scale factor of this circuit is R7 volts per amps.
voltage would be as follows:                                             The only conversion error in this circuit is IBIAS, which is
                                                                         summed algebraically with IIN.
                     R7     1-  R2 + 2R7  ^     error   
                                   R2 + R7   ~  2                                                                     
                       R2                                    
          VOUT  =                                               
                                      R7                ^
                         VD  +    R2 + R7      error  ~     
                                                                
                                                                 
                                                                          
                          VDD = VIN 2 - VIN1                                                         

From this equation, ACM and ADM can be defined as                                    

follows:

ACM = R7/(R7 R2)  error                                                Figure 4. Bistable Multivibrator

ADM = R7/R2  {1 [(R2+2R7/R2+R7)  error/2]}

These equations demonstrate that when there is not an                       
error in the resistor values, the ACM = 0 and the amplifier
responds only to the differential voltage being applied to
its inputs; under these conditions, the CMRR of the circuit
becomes highly dependent on the CMRR of the amplifier
selected for this job.

As mentioned above, errors introduced by resistor                                                   
mismatch can be a big drawback of discrete differential                              
amplifiers, but there are different ways to optimize this
circuit configuration:

1. The differential gain is directly related to the ratio R7/

R2; therefore, one way to optimize the performance                       Figure 5. Output Response
of this circuit is to place the amplifier in a high gain

    configuration. When larger values for resistors R7                   GENERATION OF SQUARE WAVEFORMS USING A
    and R6 and smaller values for resistor R2 and R4 are                 BISTABLE MULTIVIBRATOR
    selected, the higher the gain, the higher the CMRR.                  A square waveform can be simply generated by arrang-
    For example, when R7 = R6 = 10 k, and R2 = R4 = 1 k,                 ing the amplifier for a bistable multivibrator to switch
    and error = 0.1%, CMRR improves to better than 80 dB.                states periodically as Figure 5 shows.
    For high gain configuration, select amplifiers with
    very low Ib and very high gain (such as the AD8551,                  Once the output of the amplifier reaches one of two pos-
    AD8571, AD8603, and AD8605) to reduce errors.                        sible levels, such as L+, capacitor C9 charges toward this
                                                                         level through resistor R7. The voltage across C9, which
2. Select resistors that have much tighter tolerance and                 is applied to the negative input terminal of the ampli-
    accuracy. The more closely they are matched, the better              fier denoted as V, then rises exponentially toward L+
    the CMRR. For example, if a CMRR of 90 dB is needed,                 with a time constant  = C9R7. Meanwhile, the voltage
    then match resistors to approximately 0.02%.

                                                                    2                                                 REV. A
at the positive input terminal of the amplifier, denoted as                                                                                            AN-735
V+ = BL+. This continues until the capacitor voltage
reaches the positive threshold VTH, at which point                                                                                                      
the bistable multivibrator switches to the other stable                                                                                                  
state in which VO = L and V+ = BL. This is shown in
Figure 5.                                                                                                                                       

The capacitor then begins to discharge, and its voltage,                                                                                             
V, decreases exponentially toward L. This continues
until V reaches the negative threshold VTL, at which time                                            Figure 8. Capacitive Load Drive with Resistor
the bistable multivibrator switches to the positive output
state, and the cycle repeats itself.                                                          EXTERNAL COMPENSATION TECHNIQUES
                                                                                              Series Resistor Compensation
It is important to note that the frequency of the square                                      The use of external compensation networks may be
wave being generated, fO, depends only on the external                                        required to optimize certain applications. Figure 6 is a
components being used. Any variation in L+ will cause                                         typical representation of a series resistor compensa-
V+ to vary in proportion, ensuring the same transition                                        tion for stabilizing an op amp driving capacitive load. The
time and the same oscillation frequency. The maximum                                          stabilizing effect of the series resistor isolates the op amp
operating frequency is determined by the amplifier                                            output and the feedback network from the capacitive
speed, which can be increased significantly by using                                          load. The required amount of series resistance depends
faster devices.                                                                               on the part used, but values of 5  to 50  are usually
                                                                                              sufficient to prevent local resonance. The disadvantages
The lowest operating frequency depends on the practical                                       of this technique are a reduction in gain accuracy and
upper limits set by R7 and C9.                                                                extra distortion when driving nonlinear loads.

Using the name convention outlined on the PRA OPAMP
evaluation board, the following circuit should be con-
nected as follows:

B = R4/(R4 + R9); feedback factor (noninverting input)

T = 2R7  C9  ln((1 + B)/(1 B)); period of oscillation

fO = 1/T; oscillation frequency

                                                  

                                                                                                                                                      
        
                                                                                                                                                     

                                                                                                                                                   

        Figure 6. Series Resistor Compensation                                                                                                     Figure 9. Snubber Network

                                                                                                                                                                                                                     
                                                                                                                                                                                                                     

                                                                                                                                                
                                                                                                                                               

                                                                                                                                             

Figure 7. Capacitive Load Drive Without Resistor                                              Figure 10. Capacitive Load Drive Without Snubber

REV. A                                                                                   3
AN-735

                                                           Snubber Network
                                                           Another way to stabilize an op amp driving a capacitive
                                                           load is with the use of a snubber, as shown in Figure 9.
                                                           This method presents the significant advantage of not
                                                           reducing the output swing because there is not any
                                                           isolation resistor in the signal path. Also, the use of
                                                           the snubber does not degrade the gain accuracy or
                                                           cause extra distortion when driving a nonlinear load.
                                                           The exact RS and CS combinations can be determined
                                                           experimentally.


                                                                                                                                                                                                                       AN0489808/04(A)

                                             

Figure 11. Capacitive Load Drive with the Snubber

                                                                                
                                                                                 
                                                                                 
                                                                                 
                                                                  
            
                                                      

                                                      

                                                                                 
                                            

        

                                                     

                                                   

                                                                                    

                                                                                                               
                                      
                                                                                                        
                                                                                                               
                                                   
                                                                                      

                                                     

                                                            
                                                                              
                                          
                                                   
         

                                                         

               Figure 12. EVAL-PRAOPAMP-1RJ Electrical Schematic

               Figure 13. EVAL-PRAOPAMP-1RJ Board Layout Patterns

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